以下是小编为大家收集的一种新颖的电流连续模式功率因数校正电路的研究，本文共8篇，欢迎参阅，希望可以帮助到有需要的朋友。本文原稿由网友“小家电爱好者”提供。
篇1：一种新颖的电流连续模式功率因数校正电路的研究
一种新颖的电流连续模式功率因数校正电路的研究
摘要：介绍了一种固定关断时间控制的功率因数校正电路，它的主要特点是通过外部简单电路来控制开关管的关断时间，从而实现了固定关断时间，这样可以提高输出功率等级。实验表明：这种控制方法实现了固定关断时间控制。关键词：固定关断时间；功率因数校正；电流连续模式
引言
目前以Boost为主电路的PFC电路的控制方法有两种，即固定频率PWM（CCM）和临界导通PWM（DCM）。对于相同的输出功率等级来说，DCMPFC电路中的峰值电流要比CCMPFC电路中的峰值电流大。一般说来，对于小功率PFC电路，采用DCM的控制方法；对于大功率PFC电路，则采用CCM的控制方法；对于中间功率，则希望电路根据输入电压和负载工作在CCM或DCM，这样就可以提高电路的效率。
本文介绍了一种固定关断时间，开通时间可以调整的功率因数校正电路，它的控制方法被称为固定关断时间控制(Fixed?off?time?control)。本文以L6562芯片为核心，增加少量的无源器件，实现了关断时间固定的目的，并以这种固定关断时间的控制方法制作了一台350W的PFC电路原理样机，进行了理论分析，给出了实验波形。
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1 工作原理
固定关断时间控制的电路图如图1所示。如果一种控制芯片的工作频率可以自动调整，另外，它的某个管脚有一个高的钳位电压（Vclamp）和一个低的触发电压（Vtrigger），再利用芯片的PWM信号就可以实现固定关断时间控制。我们把具有这样特性的管脚定义为管脚A，输出PWM信号的管脚定义为管脚B。下面介绍这种固定关断时间控制方法的工作原理。
当管脚B输出高电平时，二级管D就正向导通，通过R1快速给电容C2充电，因为管脚A有一个钳位电压，所以电容C2就会被钳在管脚A的.钳位电压；当管脚B输出低电平时，二级管D就反向阻断，此时电容C2就通过R2放电，一直到电容C2上的电压等于管脚A的触发电压时，管脚B就会由低电平变为高电平，电容C2将重新被充电至管脚A的钳位电压。根据上面的分析，开关管的关断时间就由电容C2和电阻R2来确定，因此，只要电容C2和电阻R2的大小确定，那么电容C2的放电时间也就确定，也就是开关管的关断时间就确定了，这样就可以控制关断时间。
2 参数设计
这种新颖的功率因数校正电路如图2所示。其主要参数如下：
输入电压AC90～265V；
频率47～63Hz；
输出电压400V；
输出最大功率350W；
最大开关工作频率fmax=100kHz。
2.1 确定所需要的关断时间tof
2.2 确定R2及C2
选取一个大概几百pF的电容C2，然后就可以确定电阻R2
2.3 确定R1电阻R1必须满足式（3）。
式中：VB为门极驱动电压；
VBmax为最大的门极驱动电压；
Vclamp为管脚A的钳位电压；
VF为二级管正向导通时的压降；
IA为芯片的钳位电流。
2.4 C1的选取
为了使芯片能够承受相应的过应力，电容C1必须满足式（4）。
根据上面的公式，可以确定所需的参数：
R1=2.2kΩ；C1=220pF；R2=3.9kΩ；C2=560pF
3 实验结果
本文以L6562为核心设计了一种固定关断时间的新颖PFC电路，它的主要特点就是固定了MOSFET的关断时间。在这种控制方法下，当输入电压过零点附近时电路以DCM模式工作，在输入电压峰值附近时电路以CCM模式工作。实验证明实现了固定关断时间控制。图3和图4分别给出了在电压过零和峰值附近时的PWM驱动信号波形；图5和图6分别给出了输出满载时，在输入电压为115V和230V时的电感电流波形；图7和图8分别给出了输出满载时，在输入电压为115V和230V时的输入电流波形。实验结果表明，在整个输入电压范围之内，实现了固定关断时间控制。
4 结语
以L6562为核心设计的固定关断时间的PFC电路，经过相应的参数设计，实现了关断时间的固定控制。对于中间功率PFC电路，采用这种固定关断时间控制方法，可以降低电路的损耗，提高电路的效率；另外这种控制方式简单，成本低。因此，这种新颖的控制方法实现了低成本，高效率。
篇2：一种新颖的电流连续模式功率因数校正电路的研究
一种新颖的电流连续模式功率因数校正电路的研究
摘要：介绍了一种固定关断时间控制的功率因数校正电路，它的主要特点是通过外部简单电路来控制开关管的关断时间，从而实现了固定关断时间，这样可以提高输出功率等级。实验表明：这种控制方法实现了固定关断时间控制。关键词：固定关断时间；功率因数校正；电流连续模式
引言
目前以Boost为主电路的PFC电路的控制方法有两种，即固定频率PWM（CCM）和临界导通PWM（DCM）。对于相同的输出功率等级来说，DCMPFC电路中的峰值电流要比CCMPFC电路中的峰值电流大。一般说来，对于小功率PFC电路，采用DCM的控制方法；对于大功率PFC电路，则采用CCM的控制方法；对于中间功率，则希望电路根据输入电压和负载工作在CCM或DCM，这样就可以提高电路的效率。
本文介绍了一种固定关断时间，开通时间可以调整的功率因数校正电路，它的控制方法被称为固定关断时间控制(Fixed?off?time?control)。本文以L6562芯片为核心，增加少量的无源器件，实现了关断时间固定的目的`，并以这种固定关断时间的控制方法制作了一台350W的PFC电路原理样机，进行了理论分析，给出了实验波形。
1 工作原理
固定关断时间控制的电路图如图1所示。如果一种控制芯片的工作频率可以自动调整，另外，它的某个管脚有一个高的钳位电压（Vclamp）和一个低的触发电压（Vtrigger），再利用芯片的PWM信号就可以实现固定关断时间控制。我们把具有这样特性的管脚定义为管脚A，输出PWM信号的管脚定义为管脚B。下面介绍这种固定关断时间控制方法的工作原理。
当管脚B输出高电平时，二级管D就正向导通，通过R1快速给电容C2充电，因为管脚A有一个钳位电压，所以电容C2就会被钳在管脚A的钳位电压；当管脚B输出低电平时，二级管D就反向阻断，此时电容C2就通过R2放电，一直到电容C2上的电压等于管脚A的触发电压时，管脚B就会由低电平变为高电平，电容C2将重新被充电至管脚A的钳位电压。根据上面的分析，开关管的关断时间就由电容C2和电阻R2来确定，因此，只要电容C2和电阻R2的大小确定，那么电容C2的放电时间也就确定，也就是开关管的关断时间就确定了，这样就可以控制关断时间。
2 参数设计
这种新颖的功率因数校正电路如图2所示。其主要参数如下：
输入电压AC90～265V；
频率47～63Hz；
输出电压400V；
输出最大功率350W；
最大开关工作频率fmax=100kHz。
2.1 确定所需要的关断时间tof
2.2 确定R2及C2
选取一个大概几百pF的电容C2，然后
[1] [2]
篇3：一种新颖的完全断续箝位电流模式功率因数校正电路
一种新颖的完全断续箝位电流模式功率因数校正电路
摘要：提供了一种新颖的宽输入范围、完全DCM、箝位电流工作模式的Boost功率因数校正电路控制方法。该控制方法不存在Boost电路中二极管的反向恢复，从而提高了整个电路的效率，同时，该方案获得了低的总谐波畸变（THD）和较高的功率因数（PF）。该方案适合于中低功率场合的应用。给出了具体的理论分析和一个100W的电路实验数据。关键词：电流箝位升压；功率因数校正；完全断续电流模式
引言
在以往的有源功率因数校正电路拓扑中，一个带乘法器的控制芯片不可避免。为了降低成本，一种电流箝位（ClampedCurrentBoost,CCB）的控制方法可以简化电路。在这种电路中，每半个周期中开关电流峰值被箝位至一个参考值。输入电流的波形跟随输入电压，?样就可以得到理想的THD。由于它不需要乘法器来提供一个电流参考值，而可以利用任何一种峰值电流控制的芯片（如UC3843）来完成这个功能，从而大大降低了成本，简化了电路。
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但是，以往提出的箝位电流模式电路，在低输入电压时工作在断续电流DCM，在高输入电压时工作在连续电流模式CCM。而CCM的工作方式存在两个缺点：一是电路中的续流二极管的反向恢复，这降低了电路的效率；二是电路中的电感值比较大，这给提高电路的功率密度带来了困难。
本文提出了一种在通用的整个输入电压范围内工作在DCM的CCBPFC电路。该电路消除了二极管的反向恢复问题，从而提高了电路的工作效率；同时，由于工作在电流断续模式，电感量减小，这样就可以减小电感的体积，提高功率密度。
本文给出了该电路拓扑的数学分析并且给出了一个100W的电路实验结果。
1 理论分析
电路原理图如图1所示。在进行分析之前，假设以下条件成立：
――所有的元器件都是理想的；
――变换器工作在稳态时，开关频率?大于交流母线的频率，从而可以认为在一个开关周期内，输入电压是恒定的；
――输入电压是理想的正弦波vac=
Vmsin(ωLt)，其中ωL为交流母线的频率；
――参考电压在一段时间内是一个恒定值Vref；
――输出电压是恒定的。
为了便于分析，使得计算的结果与具体的电路参数无关，我们采用标幺值，即令
Vb=Vo；
Ib=Vo/Rt(Rt=2L/Ts，Ts为开关周期)；
则输入的电压峰值为：
Vm=Vm/Vb （1）
与传统的CCBPFC电路不同，在整个母线电压输入周期内，该电路工作在电流断续模式。在每半个周期内，有两种电流断续工作模式。如图1所示，在开关周期开始阶段，Boost电路中的`开关管处于开通的状态，电感中的电流iL从零开始增加。在采样电压（RiiL）达到参考电压（Vref）和斜率补偿电压（VR）的和,或者达到最大占空比时，开关管关断，电感电流线性减小（如图2）。这两种工作模式分别定义为DCM2和DCM1。
对一个周期内电感电流求平均值，可以得到两种DCM工作模式下的电流归一化后的表达式分别为：
式中：Kr为电流模式斜率补偿深度系数。
DCM1和DCM2的边界条件为：
式中：斜率补偿Mc=IR/(DmaxTs)，IR为斜率补偿电流。
因此，可以得出DCM1和DCM2两种工作模式的边界点为：
ωLt=arcsin[(Iref/Dmax-IRM)/2Vm]
式中：为斜率补偿电流峰值。
由前所述，可以得到每半个周期的平均电流归一化暂态值：
由上面的分析可以得到每半个工频周期，在不同输入电压下，输入电流的的波形如图3所示。
Boost电感值必须保证在整个周期内，电路工作在DCM模式。
在最小输入电压下的电流峰值为：
式中：Po为输出功率;
η为最低效率;Vin,rms,min为最低的输入电压幅值。
所以，电感值由式（7）决定。
(Vinpmin/L)DlminTs≥2Iinp （7）
式中：Vinpmin为最小输入电压峰值；
Dlmin为在最小输入电压时的最小占空比，即
Dlmin=(Vo－Vinpmin)/Vo （8）
输出电容必须满足式（9）。
Co≥Po/(2πflineVoΔVo) （9）
标幺化的功率因数可以由式（10）获得。
PF=Pin/(VinrmsIinrms) （10）
式中：
那么,
2 实验结果
设定以下工作条件：
Vm=127～311V；fline=50Hz；Vo=380V；
Po=100W；η=0.92；fs=77kHz；Dmax=0.95。
参数设定为：
L=370μH；Kr=0.22；C=68μF，选用68μF/
400V铝电解电容。
电路图如图4所示。
获得的电路波形如图5所示，由图5可以看出，实验结果符合理论分析。
表1为实验获得的PF和THD与Vin,rms关系。由表1可以看出，该电路符合IEC-3-2的标准。
该电路在满负载(Vo=380V，Io=0.263A)下的效率测试如图6所示。
表1 PF，THD与输入电压关系表
Vin/V
90
120
220
265
PF
0.997
0.994
0.961
0.911
THD/％
5.6
12.1
17.2
32
3 结语
本文对一种在通用的整个输入电压范围内实现DCMCCBPFC的电路拓扑，进行了详细的理论分析，实验结果证明了该电路可以满足IEC1000-3-2标准。同时，由于它消除了二极管的反向恢复，采用电流断续模式，提高了电路的工作效率和功率密度。这对于中小功率的应用有很大的吸引力。
篇4：一种新颖的功率因数校正芯片的研究
一种新颖的功率因数校正芯片的研究
摘要：介绍了一种新颖的功率因数校正（PFC）芯片。它的主要特点是提高了轻载时的功率因数和改善了电路的动态性能。实验表明：这种新颖的PFC控制芯片实现了这些功能。关键词：功率因数校正；动态性能；电流补偿
引言
随着电力质量标准的贯彻执行，功率因数校正（PFC）技术已成为电力电子领域中的研究热点，PFC变换器已越来越多地应用于开关电源、变频调速器和荧光灯交流电子镇流器中。近几年来，随着PFC技术的发展，PFC控制芯片也有了很大的发展。根据电路的工作模式，PFC控制芯片可以分成3类：
1）电流断续的控制芯片；
2）电流临界连续的控制芯片；
3）电流连续的控制芯片。
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本文介绍了一种新颖的.电流连续的控制芯片NCP1650，它改善了PFC电路的动态性能，并且严格控制了PFC电路最大输出功率，同时它还提高了轻载下的功率因数。本文以这种新颖的控制芯片制作了一个100W的PFC电路原理样机，对芯片进行了分析，最后给出了实验波形。
1 NCP1650功能介绍
NCP1650采用16脚SOP封装，引脚配置如图1所示，表1给出了引脚功能。它是一种平均电流模式的控制芯片，它可以应用在电流断续和电流连续模式的PFC电路中。因为其内部使用了精确的元件，电路的输出功率和电流都可以精确限制，所以对于相同功率等级的PFC电路来说，可以使电路中的功率器件的等级达到最小。
表1 NCP引脚功能表
引 脚 名 称 功 能 1 Vcc 电源供电 2 Vref 基准电压 3 ACCOMPAC 补偿 4 ACREFAC 基准 5 ACINPUTAC 输入 6 FB/SD 反馈/断开 7 LOOPCOMP 补偿环 8 PCOMP 功率补偿环 9 Pmax 最大功率限制 10 Iavg 电流比例 11 Iavg－fltr 滤波电容 12 Is－ 负的采样电流输入 13 RAMPCOMP 斜率补偿 14 CT 定时电容 15 GND 接地 16 OUTPUT 驱动输出
NCP1650具有软启动，输出过压保护，瞬时电流限制，输入低压保护，输出最大功率限制等功能。
1.1 电流补偿功能
对于输出功率范围宽的PFC电路来说，在轻载时的功率因数都受到不同程度的限制，但是在工业领域对电路的功率因数有严格的要求，因此大家越来越关注这个问题。NCP1650可以解决这个问题。
NCP1650会根据实际输入电流的大小，给采样电流信号一个相应的补偿，这样就可以提高轻载时的功率因数。图2给出了电流补偿器原理图。芯片中的电流采样补偿器是一个具有微分输入的宽范围带宽放大器。它由一个微分输入级，一个高频电流镜像器和一个低频镜像器构成。其中低频电流镜像器有3个输出端，分别给AC误差放大器，功率乘法器和电流补偿器。
图4
NCP1650的管脚12是一个负的电流采样信号输入。因此这种控制芯片的电流采样补偿器的输入电压信号是一个负电压信号。其中管脚12还与内部一个电流分流电阻（阻值为1kΩ）相接。当芯片工作时，电流分流电阻上的电压被转化为一个电流（i1），这个电流就会驱动高频电流镜像器。这个电流镜像器的输出（i1）与PFC电路中的电感瞬间电流成比例，如式（1）所示。
i1=Vis－/1kΩ （1）
同时，这个高频电流镜像器通过一个15kΩ的电阻给缓冲放大器提供一个电压信号；另外，这个高频电流镜像器的PWM输出直接给PWM发生器提供一个信号，这样就可以来控制开关管的驱动信号。当PFC电路工作轻载时，通过管脚12给芯片一个相应的电压信号，它就会及时驱动高频电流镜像器，从而就会对采样的电压信号进行补偿，增大了这个采样信号，这样就可以很好地跟踪参考信号，以提高轻载下PFC电路的功率因数。
1.2 动态性能的调节功能
对于PFC电路来说，动态性能是一个很难解决的问题。当输入电压或者输出功率变化时都会引起输出电压很大的变化，这样会大大降低电路的寿命，而且会给后面的DC/DC电路带来很大的压力。
图3中给出了解决动态响应的原理图。当输出电压变高时，电压反馈信号也相应地增加，当达到某个设定值时就会给PWM发生器一个信号，来控制驱动信号。对于输出电压降低也是一样的。因为NCP1650内部设置了电压反馈基准的最大值和最小值，所以反馈信号只能在这个范围内变化，这样当输入电压或者输出功率变化时，输出电压变化的范围不会很大，也就改善了动态性能。
2 实验结果
PFC主电路图参见图4，其主要参数如下：输入电压AC90～265V；频率47～63Hz；输出电压为DC400V；输出最大功率100W；最大开关工作频率为fmax=100kHz。
实验结果证明了NCP1650很好地解决了轻载时PFC电路的功率因数，同时动态性能也得到了改善。图5给出了输入电压115V，输出功率20W时的输入电流波形；图6给出了输入电压115V，输出功率100W时的输入电流波形；图7给出了输入电压230V，输出功率20W时的输入电流波形；
图8给出了输入电压230V，输出功率100W时的输入电流波形；图9和图10分别给出了输出功率从轻载到满载和从满载到轻载时的输出电压。
3 结语
以NCP1650为核心设计的PFC电路，提高了轻载时的功率因数，这样在轻载时降低了对电网的污染；同时它改善了在输出功率变化时的动态性能。因此，它可以应用在对动态性能要求比较高和输出功率范围比较宽的场合。
篇5：单级功率因数校正电路性的分析
摘要：针对电网对电源功率因数和谐波含量的要求，单级功率因数校正电路已经是电力电子领域的研究热点。对单级功率因数校正电路进行了分析，同时根据现在的输入电流的谐波标准，分析了单级功率因数校正电路的实用性。
关键词：功率因数校正；单级功率因数校正；实用性
引言
为了减少谐波对交流电网的污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准，因此，功率因数校正（PFC）技术已成为电力电子领域中的研究热点。随着电力质量标准的日益严格，PFC变换器被越来越多地应用于开关电源、变频调速器和荧光灯交流电子镇流器中。近几年来，随着相关技术和各种控制策略的发展，PFC技术已得到大量研究。PFC电路根据工作方式可分为两大类，即无源PFC电路和有源PFC电路。有源PFC电路根据变换级数可以分为单级PFC电路和多级PFC电路。近年来，单级PFC电路得到广泛的关注，对它的研究也越来越热了，但是，在工业上它还没有得到广泛应用。
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通常，通过以下几个方面来判断一个功率因数校正拓扑的优劣：
--功率因数的高低；
--输入电流波形畸变的大小；
--效率和功率密度的高低；
--开关管应力的大小。
单级功率因数校正将PFC级和DC/DC级组合在一起，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节，但与两级方案相比，它只调节输出电压，保证输出电压的稳定，而对输入电流没有进行调节，让输入电流自动跟踪输入电压，因此，单级PFC电路的效果比较差。本文根据现在国际上的电流谐波标准，对单级PFC电路在工业上能否被广泛应用进行了分析。
1 单级PFC电路的分析
图1是单级PFC的通用结构。不像两级PFC，单级PFC中使PFC级和DC/DC级共用一个开关，同时实现输入电流波形的整形和输出电压的快速调节，输入输出的隔离。由于控制电路只负责调节输出电压，在稳态时占空比（D）几乎是个恒定值，所以，单级PFC要求输入电流能够自动跟随输入电压，图2为单级PFC的输入电压、电流波形和占空比波形。
1.1 储能电容的比较
在单级PFC中，由于DC/DC级工作在CCM，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减少，PFC级输入功率Pin却没有这么快的变化。这样，充入储能电容的能量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升，如果输入具有较少的阻抗，VB会急剧上升以维持输入功率和输出功率的平衡。另外,单级PFC电路储能电容上的电压变化范围比较大，在输入电压低的时候，储能电容上的电压比较低；在输入电压高的时候，储能电容上的电压比较高，因此，对于相同的输出功率等级来说，单级PFC电路中所需的储能电容比两级PFC电路要大很多，储能电容上的电压应力也要大很多。从图3中可以发现VB由输入功率控制，而不受输入电压和输出负载的控制。
1.2 半导体器件的比较
在两级PFC变换器中，PFC开关管承受PFC级的电流，DC/DC变换器的开关管承受DC/DC级的电流。而在单级PFC变换器中只使用了一个开关管，它要承受PFC级和DC/DC级的电流，这样，单级PFC变换器中开关管要承受更高的电流应力。通过开关管的电流的大小决定了管子的损耗和尺寸。图4给出了两级PFC变换器和单级PFC变换器中电流大小的比较。另外，与两级PFC电路相比，单级PFC电路中储能电容上的电压比较高，因此，单级PFC电路中管子上的电压应力也比较高。
1.3 磁芯元件的比较
在两级PFC电路中的输入电感主要是由输入电流最大纹波和PFC级的占空比来决定的，而在单级PFC电路中主变压器不仅是PFC电路的输入电感，而且还用来储存能量，因此，在相同的输出功率下，单级PFC电路中的磁芯元件要承受更大的应力。
考虑到单级PFC电路中元器件的应力等问题，它的最大输出功率就会受到限制。一般说来，单级PFC电路的最大输出功率在100W左右。
篇6：单级功率因数校正电路性的分析
图5给出了功率电子装置的4种分类等级：A，B，C，和D。对于这4种不同的'等级，分别有相应的各次谐波限制。现在对输入电流谐波的要求越来越严格，IEC标准规定，输出功率在75～600W的电子装置都要满足ClassD，对于这类设备不仅在满载时要满足ClassD，而且在输入功率=75W时也要满足ClassD；而对于照明装置的要求更加严格，要求它满足ClassC。
随着人们对电力质量的关注越来越强，相关标准对电网输入电流的谐波要求也越来越高了。以前规定，如果输入电流波形的95％以上在图6所示的方框内，那么这个输入电流必须满足ClassD；如果输入电流波形不足95％以上在图6所示的方框内时，只要满足ClassA。而ClassA的要求比ClassD要低很多。因此，很多公司为了降低设计成本故意恶化输入电流波形，让其输入电流波形不超过95％的部分在这个方框内，这样只要满足ClassA就可以了，但是，这样的波形对电网的污染增加了。因此，为了减少对电网的污染，现在对输入电流谐波要求的标准越来越高了，没有图6所示的方框了，对于75W<输出功率<600W的电子装置必须满足ClassD。这样，输入电流波形比较差的产品就很难通过谐波标准。
就单级PFC电路而言，它的输入电流波形和电路的效率成反比。这是因为单级PFC中的输入电流波形与电压、电流应力成正比。如果要求输入电流波形比较好，那么就要选用应力高的管子，应力高的管子损耗比较大，电路的效率就降低了。而实际的产品不仅要求输入电流能否满足谐波标准，而且还要考虑电路的效率，因此，就目前单级PFC电路而言，它很难在工业上得到广泛的应用。
3 结语
现在对电网质量的要求越来越严格了，要求输入电流的谐波含量低。而单级PFC电路只调节输出电压，输入电流中谐波含量比较高，其元器件所承受的应力比两级PFC中的大很多，因此，单级PFC电路很难在工业界得到广泛应用。为了使单级PFC能够在工业上得到广泛使用，就必须改善输入电流波形，降低电容应力及变压器应力，管子的电流应力和电压应力。
篇7：高性能软开关功率因数校正电路的设计
高性能软开关功率因数校正电路的设计
摘要：介绍了功率因数校正控制电路和功率主变换电路的原理及如何选择元器件及其参数。关键词：功率因数校正；电磁干扰；升压变换；软开关
引言
随着计算机等一些通信设备的日益普及，用户对电源的需求也在不断增长，要求电源厂商能生产更高效、更优质的绿色电源，以减小电能消耗，减轻电网负担。这就必须对电源产品如UPS，高频开关整流电源等的输入电路进行有源功率因数校正，以最大限度减少谐波电流。实际测量计算机等整流性负载的PF=0.7时，输入电流的总谐波失真度近80％，即无功电流是有功电流的80％。不间断电源国标（GB7286―87）规定，输入总相对谐波含量≤10％，整流器产品国家行业标准规定输入功率因数>0.9，所以，如何设计优秀的PFC电路是很关键的技术，正确的PFC电路设计技术主要由以下几个部分组成：控制电路，功率主电路，元器件选择及其参数设计。
1控制电路
上世纪90年代初，由于PFC的控制芯片还未上市，我们在相关理论的指导下，于1992年在国内率先开发出由分立元器件组成的控制电路，原理如图1中虚线框内所示。
在实验室和小批量做出的48V/50A整流器产品中，前级PFC电路的PF为0.98左右，η=93％(AC/DC，VDC=395V，Po=W)。以上控制电路原理和UC公司的PFC控制原理(1994年底推出的UC3854)是一致的，但由于电路是由分立元器件组成，抗干扰能力差，工艺复杂，调试过程很长，所以，一直未在大批量产品中运用。随着UC公司控制IC如UC3854，UC3854A，UC3855的推出，由分立元器件组成的控制电路便被专用控制IC所取代。
2PFC功率主电路
功率主电路的选用关系到整个PFC电路的变换效率以及EMI的大小，是电路设计的关键技术。早期主电路如图2所示。
这是个典型的Boost电路，原理简单，但是个硬开关电路，由于未考虑开关器件的实际特性，高压整流二极管的反向恢复特性，主开关功率管的开关损耗特性，导致开关器件的dv/dt及di/dt很高，相应对器件应力要求加大。二极管特性如图3所示，id为二极管电流波形，vd为二极管电压波形，在开关管S导通时，二极管D的反向恢复电荷Qrr所形成的反向恢复电流几乎全部损耗在主开关管上，增大了开关管的开关损耗，在ta～tc的时间内，二极管D还是正压降，也即开关管S的漏极电压为Vo时，已有负反向恢复电流流过开关管S，在tc～tb的时间内二极管D的di/dt>0，则二极管D正端处会产生瞬间负电压值，电路上会出现大的EMI，由于分布参数的存在，在开关过程中所产生的传导和辐射干扰会严重影响整个系统的稳定性。
为了克服上述的不足，便有了改进的PFC电路，如图4所示。增加了主开关二极管的附加电路，其原理则是充分利用了L1的线性区和非线性区，在主开关管导通时把整流二极管的反向恢复能量存储到电感L1中，不增加主开关管的开通损耗，在主开关管关断时把电感L1存储能量以热能的形式消耗在电阻上。由于饱和电感L1的存在，dv/dt及di/dt减少约近1个数量级，主开关器件开关应力锐减，EMI大大减少了。这种电路的PF为0.99左右(AC/DC，VDC=395V，Po=2500W)，效率η=94％左右。
为了进一步提高效率，把二极管的存储电荷形成的储能和电阻R上消耗的能量充分利用便开发出如图5所示电路。
这是一种无源的无损缓冲结构电路，其原理是：在S导通时,以L1作为二极管的缓冲电感，把二极管反向恢复的能量存储到小电感L1中，同时C1放电，C2充电，把C1储能转移入C2；在S关断时L1的储能向C1充电并通过二极管D1，D2，D3把储能转移到C中，这时C2也向C放电，通过调节L1，C1，C2的参数并协调S的开关频率，由于电容（由主开关管的漏―源极分布电容CDS或集电极―发射极分布电容CCE和C1组成）上的电压不能突变，当S关断瞬间VC1约等于零，S可实现零电压关断。由于电感（由L1和线路杂感组成）上的电流不能突变，当S导通时瞬间，iL1约等于零，S可实现零电流导通。
此电路的PF为0.99左右，(AC/DC，VDC=395V，Po=2500W)，效率η=96％～97％，输入端几乎没有EMI，指标完全能达到并优于VDEA级标准。这种无源软开关升压电路性能优异，可靠性优于UC3855组成的有源软开关PFC电路，是智能高频化UPS和高频开关整流电源理想的输入级电路，具有很高的应用价值。
3主要元器件的选择
3.1Boost电感磁性材料的选择
早期，Boost电感磁性材料一般为铁氧体磁芯，如EE或EI等，通过加气隙δ来调节μ值，从而调节电感量,这种方法的'成本相对较低，但L值的温度特性相对略差，而且气隙的漏磁会增加电磁干扰。现在，一般采用金属磁粉芯，如铁粉芯、铁镍粉芯、钼坡莫合金、铁硅铝合金、非晶合金等磁环。各种材料有各自的优缺点，如铁粉芯成本低而Q值、μ值的各种特性，如温度、线性等相对较差，铁镍粉芯次之，铁硅铝合金、钼坡莫合金相对较好但价格贵些，所以，PFC电感磁性材料采用铁硅铝合金磁环较好。
3.2电感L值的计算
功率因数校正的前提条件是使输入电感中电流保持连续状态，即纹波电流ΔI要小于最小输入交流电流峰值的两倍。则取电感L≥临界电感Lmin。而Lmin（mH）为
式中：Vmin(p)为最小输入正弦波电压的峰值（V）；
Vo为输出直流电压（V）；
f为开关调制频率(Hz)；
Po为输出直流功率(W)；
Vmin为最小输入正弦波电压的有效值。
磁性元件磁环（材质为铁粉或铁硅铝合金）的选择通过式（3）计算。
L=4μN2(S/D)×10－6（3）
式中：L为电感量（mH）；
μ为磁芯有效磁导率；
N为线圈匝数；
S为磁芯导磁截面积（cm2）；
D为磁芯平均磁环直径（cm）。
3.3电容的选择
电容一般要采用低损耗，高纹波电流型的电解电容，容值C为
C=Po/(2ωo×Vo×ΔVo)
式中：ωo为市电角频率；
ΔVo为允许输出直流纹波电压（V）。
3.4二极管的选择
选trr小，正向压降小且软恢复（软度好）特性好的二极管。
3.5开关器件的选择
选MOS或IGBT。由于IGBT关断存在一点拖尾现象，则当开关频率>20kHz时，要选MOS。对MOS主要关心的是导通损耗，应选导通电阻RDS小的；对IGBT主要关心的是开关损耗，应选开关特性好的IGBT。当然，最理想的是把IGBT与MOS根据各自的频率特性直接并联而控制信号按各自的特性做相应时序调整。
4结语
本文通过实践总结，设计出一种优异的软开关PFC电路，并采用UC3854芯片实现技术产品化。这种PFC电路是智能高频化UPS和高频开关整流电源输入级电路的理想解决方案。同时把元器件的特性做了仔细的分析，优化。
篇8：单级功率因数校正电路性的分析
单级功率因数校正电路实用性的分析
摘要：针对电网对电源功率因数和谐波含量的要求，单级功率因数校正电路已经是电力电子领域的研究热点。对单级功率因数校正电路进行了分析，同时根据现在的输入电流的谐波标准，分析了单级功率因数校正电路的实用性。关键词：功率因数校正；单级功率因数校正；实用性
引言
为了减少谐波对交流电网的污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准，因此，功率因数校正（PFC）技术已成为电力电子领域中的研究热点。随着电力质量标准的日益严格，PFC变换器被越来越多地应用于开关电源、变频调速器和荧光灯交流电子镇流器中。近几年来，随着相关技术和各种控制策略的发展，PFC技术已得到大量研究。PFC电路根据工作方式可分为两大类，即无源PFC电路和有源PFC电路。有源PFC电路根据变换级数可以分为单级PFC电路和多级PFC电路。近年来，单级PFC电路得到广泛的'关注，对它的研究也越来越热了，但是，在工业上它还没有得到广泛应用。
通常，通过以下几个方面来判断一个功率因数校正拓扑的优劣：
--功率因数的高低；
--输入电流波形畸变的大小；
--效率和功率密度的高低；
--开关管应力的大小。
单级功率因数校正将PFC级和DC/DC级组合在一起，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节，但与两级方案相比，它只调节输出电压，保证输出电压的稳定，而对输入电流没有进行调节，让输入电流自动跟踪输入电压，因此，单级PFC电路的效果比较差。本文根据现在国际上的电流谐波标准，对单级PFC电路在工业上能否被广泛应用进行了分析。
1 单级PFC电路的分析
图1是单级PFC的通用结构。不像两级PFC，单级PFC中使PFC级和DC/DC级共用一个开关，同时实现输入电流波形的整形和输出电压的快速调节，输入输出的隔离。由于控制电路只负责调节输出电压，在稳态时占空比（D）几乎是个恒定值，所以，单级PFC要求输入电流能够自动跟随输入电压，图2为单级PFC的输入电压、电流波形和占空比波形。
1.1 储能电容的比较
在单级PFC中，由于DC/DC级工作在CCM，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减少，PFC级输入功率Pin却没有这么快的变化。这样，充入储能电容的能量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升，如果输入具有较少的阻抗，VB会急剧上升以维持输入功率和输出功率的平衡。另外,单级PFC电路储能电容上的电压变化范围比较大，在输入电压低的时候，储能电容上的电压比较低；在输入电压高的时候，储能电容上的电压比较高，因此，对于相同
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