单级功率因数校正电路性的分析

以下是小编为大家准备的单级功率因数校正电路性的分析，本文共10篇，仅供参考，大家一起来看看吧。本文原稿由网友“森林雾气”提供。

篇1：单级功率因数校正电路性的分析

摘要：针对电网对电源功率因数和谐波含量的要求，单级功率因数校正电路已经是电力电子领域的研究热点。对单级功率因数校正电路进行了分析，同时根据现在的输入电流的谐波标准，分析了单级功率因数校正电路的实用性。

关键词：功率因数校正；单级功率因数校正；实用性

引言

为了减少谐波对交流电网的污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准，因此，功率因数校正（PFC）技术已成为电力电子领域中的研究热点。随着电力质量标准的日益严格，PFC变换器被越来越多地应用于开关电源、变频调速器和荧光灯交流电子镇流器中。近几年来，随着相关技术和各种控制策略的发展，PFC技术已得到大量研究。PFC电路根据工作方式可分为两大类，即无源PFC电路和有源PFC电路。有源PFC电路根据变换级数可以分为单级PFC电路和多级PFC电路。近年来，单级PFC电路得到广泛的关注，对它的研究也越来越热了，但是，在工业上它还没有得到广泛应用。

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通常，通过以下几个方面来判断一个功率因数校正拓扑的优劣：

--功率因数的高低；

--输入电流波形畸变的大小；

--效率和功率密度的高低；

--开关管应力的大小。

单级功率因数校正将PFC级和DC/DC级组合在一起，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节，但与两级方案相比，它只调节输出电压，保证输出电压的稳定，而对输入电流没有进行调节，让输入电流自动跟踪输入电压，因此，单级PFC电路的效果比较差。本文根据现在国际上的电流谐波标准，对单级PFC电路在工业上能否被广泛应用进行了分析。

1 单级PFC电路的分析

图1是单级PFC的通用结构。不像两级PFC，单级PFC中使PFC级和DC/DC级共用一个开关，同时实现输入电流波形的整形和输出电压的快速调节，输入输出的隔离。由于控制电路只负责调节输出电压，在稳态时占空比（D）几乎是个恒定值，所以，单级PFC要求输入电流能够自动跟随输入电压，图2为单级PFC的输入电压、电流波形和占空比波形。

1.1 储能电容的比较

在单级PFC中，由于DC/DC级工作在CCM，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减少，PFC级输入功率Pin却没有这么快的变化。这样，充入储能电容的能量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升，如果输入具有较少的阻抗，VB会急剧上升以维持输入功率和输出功率的平衡。另外,单级PFC电路储能电容上的电压变化范围比较大，在输入电压低的时候，储能电容上的电压比较低；在输入电压高的时候，储能电容上的电压比较高，因此，对于相同的输出功率等级来说，单级PFC电路中所需的储能电容比两级PFC电路要大很多，储能电容上的电压应力也要大很多。从图3中可以发现VB由输入功率控制，而不受输入电压和输出负载的控制。

1.2 半导体器件的比较

在两级PFC变换器中，PFC开关管承受PFC级的电流，DC/DC变换器的开关管承受DC/DC级的电流。而在单级PFC变换器中只使用了一个开关管，它要承受PFC级和DC/DC级的电流，这样，单级PFC变换器中开关管要承受更高的电流应力。通过开关管的电流的大小决定了管子的损耗和尺寸。图4给出了两级PFC变换器和单级PFC变换器中电流大小的比较。另外，与两级PFC电路相比，单级PFC电路中储能电容上的电压比较高，因此，单级PFC电路中管子上的电压应力也比较高。

1.3 磁芯元件的比较

在两级PFC电路中的输入电感主要是由输入电流最大纹波和PFC级的占空比来决定的，而在单级PFC电路中主变压器不仅是PFC电路的输入电感，而且还用来储存能量，因此，在相同的输出功率下，单级PFC电路中的磁芯元件要承受更大的应力。

考虑到单级PFC电路中元器件的应力等问题，它的最大输出功率就会受到限制。一般说来，单级PFC电路的最大输出功率在100W左右。

篇2：单级功率因数校正电路性的分析

图5给出了功率电子装置的4种分类等级：A，B，C，和D。对于这4种不同的'等级，分别有相应的各次谐波限制。现在对输入电流谐波的要求越来越严格，IEC标准规定，输出功率在75～600W的电子装置都要满足ClassD，对于这类设备不仅在满载时要满足ClassD，而且在输入功率=75W时也要满足ClassD；而对于照明装置的要求更加严格，要求它满足ClassC。

随着人们对电力质量的关注越来越强，相关标准对电网输入电流的谐波要求也越来越高了。以前规定，如果输入电流波形的95％以上在图6所示的方框内，那么这个输入电流必须满足ClassD；如果输入电流波形不足95％以上在图6所示的方框内时，只要满足ClassA。而ClassA的要求比ClassD要低很多。因此，很多公司为了降低设计成本故意恶化输入电流波形，让其输入电流波形不超过95％的部分在这个方框内，这样只要满足ClassA就可以了，但是，这样的波形对电网的污染增加了。因此，为了减少对电网的污染，现在对输入电流谐波要求的标准越来越高了，没有图6所示的方框了，对于75W<输出功率<600W的电子装置必须满足ClassD。这样，输入电流波形比较差的产品就很难通过谐波标准。

就单级PFC电路而言，它的输入电流波形和电路的效率成反比。这是因为单级PFC中的输入电流波形与电压、电流应力成正比。如果要求输入电流波形比较好，那么就要选用应力高的管子，应力高的管子损耗比较大，电路的效率就降低了。而实际的产品不仅要求输入电流能否满足谐波标准，而且还要考虑电路的效率，因此，就目前单级PFC电路而言，它很难在工业上得到广泛的应用。

3 结语

现在对电网质量的要求越来越严格了，要求输入电流的谐波含量低。而单级PFC电路只调节输出电压，输入电流中谐波含量比较高，其元器件所承受的应力比两级PFC中的大很多，因此，单级PFC电路很难在工业界得到广泛应用。为了使单级PFC能够在工业上得到广泛使用，就必须改善输入电流波形，降低电容应力及变压器应力，管子的电流应力和电压应力。

篇3：单级功率因数校正电路性的分析

单级功率因数校正电路实用性的分析

摘要：针对电网对电源功率因数和谐波含量的要求，单级功率因数校正电路已经是电力电子领域的研究热点。对单级功率因数校正电路进行了分析，同时根据现在的输入电流的谐波标准，分析了单级功率因数校正电路的实用性。

关键词：功率因数校正；单级功率因数校正；实用性

引言

为了减少谐波对交流电网的污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准，因此，功率因数校正（PFC）技术已成为电力电子领域中的研究热点。随着电力质量标准的日益严格，PFC变换器被越来越多地应用于开关电源、变频调速器和荧光灯交流电子镇流器中。近几年来，随着相关技术和各种控制策略的发展，PFC技术已得到大量研究。PFC电路根据工作方式可分为两大类，即无源PFC电路和有源PFC电路。有源PFC电路根据变换级数可以分为单级PFC电路和多级PFC电路。近年来，单级PFC电路得到广泛的'关注，对它的研究也越来越热了，但是，在工业上它还没有得到广泛应用。

通常，通过以下几个方面来判断一个功率因数校正拓扑的优劣：

--功率因数的高低；

--输入电流波形畸变的大小；

--效率和功率密度的高低；

--开关管应力的大小。

单级功率因数校正将PFC级和DC/DC级组合在一起，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节，但与两级方案相比，它只调节输出电压，保证输出电压的稳定，而对输入电流没有进行调节，让输入电流自动跟踪输入电压，因此，单级PFC电路的效果比较差。本文根据现在国际上的电流谐波标准，对单级PFC电路在工业上能否被广泛应用进行了分析。

1 单级PFC电路的分析

图1是单级PFC的通用结构。不像两级PFC，单级PFC中使PFC级和DC/DC级共用一个开关，同时实现输入电流波形的整形和输出电压的快速调节，输入输出的隔离。由于控制电路只负责调节输出电压，在稳态时占空比（D）几乎是个恒定值，所以，单级PFC要求输入电流能够自动跟随输入电压，图2为单级PFC的输入电压、电流波形和占空比波形。

1.1 储能电容的比较

在单级PFC中，由于DC/DC级工作在CCM，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减少，PFC级输入功率Pin却没有这么快的变化。这样，充入储能电容的能量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升，如果输入具有较少的阻抗，VB会急剧上升以维持输入功率和输出功率的平衡。另外,单级PFC电路储能电容上的电压变化范围比较大，在输入电压低的时候，储能电容上的电压比较低；在输入电压高的时候，储能电容上的电压比较高，因此，对于相同

[1] [2] [3]

篇4：一种具有恒功率控制的单级功率因数校正电路

一种具有恒功率控制的单级功率因数校正电路

摘要：提出了一种具有恒功率控制的单级功率因数校正电路。该电路功率因数校正级工作在电流断续模式，具有较低的总谐波畸变和较高的功率因数。该电路的直接能量传递方式降低了直流母线电压并且提高了电路的效率。采用恒功率控制方式使得电路具有良好的输出特性。并通过仿真和实验结果证明了电路的可行性。

关键词：变换器；单级功率因数校正；恒功率控制

引言

近年来，功率因数校正（PFC）技术引起了人们的广泛关注。传统的两级PFC电路的主要缺点是成本高以及控制电路复杂。单级功率因数校正（SSPFC）变换器[1][2][3][4]，将PFC级和DC/DC级结合在一起大大降低了成本。然而，SSPFC变换器在负载变轻时存在直流母线电压过高的问题。文献[2]采用反馈线圈虽然降低了直流母线电压，但却减小了线电流的导通角，从而增加了总谐波畸变（THD）。

为了解决上述问题，确保在负载变化时降低直流母线电压和减少THD，本文提出了一种具有恒功率控制的SSPFC变换器。能量直接传递方式使得该电路在没有减小线电流导通角的情况下降低了直流母线电压。恒功率控制使得变换器的输出在输出电压高的时候可以看成电压源，在输出电压低的时候可以看成电流源，并且当输出电压在一定范围内变化的时候，输出功率近似恒定。

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1 电路工作原理

单级功率因数校正电路的原理图如图1所示。它实际上是由一个Boost变换器和一个flyback变换器组合而成的。Boost变换器工作在DCM模式，在占空比和频率恒定的情况下可以达到功率因数校正的目的。flyback变换器可以工作在DCM或CCM模式。

为了分析方便，假定整流电压在一个开关周期中为定值，电容CB足够大使得电压VB基本恒定，flyback变压器视为理想变压器，在原边并联励磁电感Lm，flyback变换器工作在CCM模式。则该电路有3种工作模式如图2所示，主要工作波形如图3所示。

工作模式1（t0－t1）t0时刻开关S导通，直流母线电压VB加在励磁电感Lm上，由于flyback变换器工作在CCM模式，则电流im线性上升可表示为

im=VB/Lm(t－t0)＋im(t0)  （1）

而电感Lb工作在DCM模式，电流iLb由零线性上升，其表达式为

iLb=|Vin|/Lb(t－t0)   （2）

开关S上流过的'电流可表示为

isw=iLb＋im   （3）

由于二级管Df反向偏置，所以线圈Ns和Np上没有电流流过。

工作模式2（t1－t2）开关S在t1时刻关断，二极管Df正向偏置，励磁电感Lm上的电压为nVo(其中n=Np/Ns)，则电流im线性下降可表示为

im=－nVo/Lm(t－t1)＋im(t1)   （4）

开关S上的漏源电压VDS为VB＋nVo，电感Lb上的电流iLb流过线圈Np和电容CB线性下降，其表达式为

iLb=－(VB+nVo-|Vin|)/Lb(t－t1)＋iLb(t1)   （5）

因此，原边线圈Np和副边线圈Ns上流过的电流可分别表示为

ip=iLb＋im   （6）

is=nip=n(iLb＋im)  （7）

由式（7）可以看出副边电流由两部分组成，负载不但从励磁电感Lm上获取能量而且直接从电感Lb上获取能量，这就意味着一部分能量可以不经过储能电容CB而直接传递给负载，因此，大大提高了效率并且降低了直流母线电压。

工作模式3（t2－t3）t2时刻电流iLb下降到零，二极管Db反向偏置，励磁电流继续以斜率nVo/Lm线性下降直到t3时刻开关S再次导通。此时原边线圈Np和副边线圈Ns上的电流可分别表示为：

ip=im   （8）

is=nip=nim   （9）

2 恒功率控制方法

图4给出了恒功率控制的框图，图中KVV和KIIo分别为电压采样值和电流采样值，通过电阻R3及R4的分压得到第一个运放的正向输入端电压为＋，信号放大后得到运放的输出端电压为，这一点的电压和第二个运放的反向输入端电压相等，根据运放的虚短特性，得到第一个运放的输出电压与第二个运放的正向输入端电压相等，即=Vref，由此可得到式（10）。

(KiIoR4/R3+R4)＋(KVVoR3/R3+R4)=VrefR1/(R1+R2)   （10）

假设a=R2/R1，b=R4/R3，则式（10）表示为

(KiI0b/1+b)＋(KvV0/1+b)=(Vref)/(1+a)   （11）

从式(11)可以得到输出功率Po的表达式为

Po=VoIo=－(Kv/K1b)Vo2＋[Vref(1+b)/K1b(1+a)]Vo   （12）

从式（12）可以看出Po～Vo曲线是一条抛物线，在抛物线的顶点附近，输出功率Po近似恒定。以输出电压80V，输出功率80W为例，取KV=0.01，KI=0.1，Vref=5V，使抛物线的顶点位于Vo=80V，Po=80W处，则可以计算出a=27.13，b=8.00。于是式(12)可表示为

Po=－0.0125Vo2＋2Vo   （13）

当输出电压变化范围为60V～100V（±25％）时，输出功率变化为6.25％。

该电路同?具有限压和限流的功能，通过变换式(11)可得

Io=2－0.0125Vo   （14）

Vo=160－80Io   （15）

可见在输出短路时电流被限制在2A，在输出开路时电压被限制在160V。

3 仿真与实验结果

基于上述主电路及控制电路，采用以下参数进行了仿真与试验：Lb=300μH，CB=470μF/450V，Lp=Ls=600μH，fs=50kHz，RL=80Ω。

图5为输入线电压和线电流实验波形；图6为输入电压变化时，测量的电路效率，可以看出电路效率在较宽的输入电压范围内可以达到82％以上，比文献[2][3]中所提出的电路的效率要高；图7和图8分别为不同输入电压时，功率因数和THD的测量结果，由图7可见，电路的功率因数在输入电压为100～150V时可以达到0.98，在输入电压为220V时也可达到0.96；图9为输入电压为220V时，在不同负载下直流母线电压VB的仿真与实验结果，仿真与实验都证明在负载变化时直流母线电压VB可以控制在380V以下。

4 结语

本文提出了一种具有恒功率控制的单级功率因数校正电路。该电路PFC级工作在DCM模式，具有较低的THD和较高的PF。该电路的直接能量传递方式降低了直流母线电压并且提高了效率。采用恒功率控制方式使得电路具有良好的输出特性，当负载变化时直流母线电压变化不大。

篇5：一种具有恒功率控制的单级功率因数校正电路

一种具有恒功率控制的单级功率因数校正电路

摘要：提出了一种具有恒功率控制的单级功率因数校正电路。该电路功率因数校正级工作在电流断续模式，具有较低的总谐波畸变和较高的功率因数。该电路的直接能量传递方式降低了直流母线电压并且提高了电路的效率。采用恒功率控制方式使得电路具有良好的输出特性。并通过仿真和实验结果证明了电路的可行性。

关键词：变换器；单级功率因数校正；恒功率控制

引言

近年来，功率因数校正（PFC）技术引起了人们的广泛关注。传统的两级PFC电路的主要缺点是成本高以及控制电路复杂。单级功率因数校正（SSPFC）变换器[1][2][3][4]，将PFC级和DC/DC级结合在一起大大降低了成本。然而，SSPFC变换器在负载变轻时存在直流母线电压过高的问题。文献[2]采用反馈线圈虽然降低了直流母线电压，但却减小了线电流的导通角，从而增加了总谐波畸变（THD）。

为了解决上述问题，确保在负载变化时降低直流母线电压和减少THD，本文提出了一种具有恒功率控制的SSPFC变换器。能量直接传递方式使得该电路在没有减小线电流导通角的情况下降低了直流母线电压。恒功率控制使得变换器的输出在输出电压高的时候可以看成电压源，在输出电压低的时候可以看成电流源，并且当输出电压在一定范围内变化的`时候，输出功率近似恒定。

1 电路工作原理

单级功率因数校正电路的原理图如图1所示。它实际上是由一个Boost变换器和一个flyback变换器组合而成的。Boost变换器工作在DCM模式，在占空比和频率恒定的情况下可以达到功率因数校正的目的。flyback变换器可以工作在DCM或CCM模式。

为了分析方便，假定整流电压在一个开关周期中为定值，电容CB足够大使得电压VB基本恒定，flyback变压器视为理想变压器，在原边并联励磁电感Lm，flyback变换器工作在CCM模式。则该电路有3种工作模式如图2所示，主要工作波形如图3所示。

工作模式1（t0－t1）t0时刻开关S导通，直流母线电压VB加在励磁电感Lm上，由于flyback变换器工作在CCM模式，则电流im线性上升可表示为

im=VB/Lm(t－t0)＋im(t0)  （1）

而电感Lb工作在DCM模式，电流iLb由零线性上升，其表达式为

iLb=|Vin|/Lb(t－t0)   （2）

开关S上流过的电流可表示为

isw=iLb＋im   （3）

由于二级管Df反向偏置，所以线圈Ns和Np上没有电流流过。

工作模式2（t1－t2）开关S在t1

[1] [2] [3]

篇6：改进的单级功率因数校正AC/DC变换器的拓扑综述

1 概述

为了减小对交流电网的谐波污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准（如IEC1000-3-?2）。因此，要求交流输入电源必须采取措施降低电流谐波含量，(本网网收集整理)提高功率因数。目前广泛采用的有源功率因数校正方法有两种，即两级PFC和单级PFC。两级PFC方案[1]如图1所示，将PFC级输出端与DC/DC变换器相串联，两级控制电路相互独立。

PFC级使输入电流跟随输入电压，使输入电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量。后接的DC/DC级实现输出电压的快速调节。由于采用两级结构，电路复杂，装置费用高，效率低。在小功率应用场合，两级PFC很不适用。因此，研究单级PFC及变换技术成为电力电子领域中的一项重要课题。

单级PFC[2][3]将PFC级和DC/DC级组合在一起共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。它与两级方案不同的是，控制电路只调节输出电压，保证输出电压的稳定，在稳态时，占空比恒定，因此，要求PFC级的电流能自动跟随输入电压，虽然，单级PFC变换器的输入电流不是正弦波，PF值不如两级方案高，但由于IEC1000-3-2只对电流谐波含量有要求，对PF值没有严格的要求，单级PFC变换器的输入电流谐波足以满足IEC1000-3-2。而且由于采用单级结构，电路简单，成本低，功率密度高。

因此，单级PFC变换器在小功率场合得到了广泛的应用。本文主要对单级PFC的拓扑进行了分析，指出了存在的问题，介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。

2 单级隔离式Boost PFC电路的分析及存在的问题

典型的单级隔离式BoostPFC电路如图2所示，该拓扑是由升压型PFC级和正激式DC/DC变换器组合而成。有源开关S为共享开关，CB为缓冲电容。通过控制S的通断，电路同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。

众所周知，电流断续模式（DCM）的.Boost变换器，在固定占空比下电流自动跟随输入电压，因此，PFC级工作在DCM下可以得到较高的功率因数。但是，输入和输出电感电流的峰值较高，增加了有源开关的电流应力和开关损耗；变换器的效率低；另外电路需要一个更大的EMI滤波器。如果要求减小开关器件的电压、电流应力，那就需要PFC级工作在电流连续模式（CCM）下，同时可以提高整个变换器的效率并减小EMI。如在图2的a和b之间加一电感L1，可以使PFC级工作在CCM下。对于DC/DC变换器而言，为了提高变换器的效率，一般工作在CCM下，因此，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减小，而PFC级输入功率同重载时一样，则充入储能电容的容量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升。为了保持输出电压一致，电压反馈环调节输出电压，使占空比减小，输入能量也相应减小，这个动态过程要到输入和输出功率平衡后才停止。负载减小带来的后果是直流总线电压明显上升，也就是电容电压明显上升，甚至达到上千伏。

降低电容电压通常有两种方法：一种方法就是采用变频控制[4]，可以使电容电压低于450V，但是频率变化范围可能高达十倍，不利于磁性元件的优化设计；另一种就是采用变压器绕组实现负反馈。如果PFC级和DC/DC变换器都工作在CCM下，输出功率减小时，虽然占空比不变，但输入功率也会相应减小，抑制了储能电容电压的增加，它的效率是最高的，PF值有所降低，但是，很难找到一种拓扑完全工作在CCM下，设计上也相对复杂。串联单级PFC变换器的功率流图如图3所示，从图中可以看出，功率由输入传送到输出，经过了两次变换，效率低。

因此，单级PFC变换器的主要问题是，在使输入电流谐波满足IEC1000-3-2和快速调节输出电压的同时，降低电容电压和提高效率；另外单级PFC变换器工作在硬开关状态时，开关器件承受的电压、电流应力高，因此，开关损耗很大。所以，人们提出了用变压器绕组实现负反馈，用软开关技术以及并联PFC等方法来降低电容电压，开关损耗和提高效率。下面介绍几种改进的拓扑以解决这些问题。

3 几种改进的拓扑介绍

3.1 单级并联PFC变换器[1][6][7]

如前所述，无论是单级还是两级结构，串联式拓扑结构的效率都较低。为了提高变换器的效率，人们提出了并联PFC方法。其基本思路如下：假设PF=1，PFC输入功率与输出功率关系如图4所

示，平均输入功率Pin的68％（P1）经过一次功率变换到达负载，32％的剩余功率（P2）为输入与输出功率在半个电网周期内的差，经过两次功率变换到达负载[1]。图5为该方法的功率流图，P2经过两次功率变换到达输出，其余部分P1经过一次功率变换达到输出，从而提高了电路效率，并且高于两级和串联单级变换器。

典型的单级BoostPPFC变换器[1]如图6所示，电路在原带隔离变压器Boost拓扑结构中加入了D1，S5及Cb。电路工作时，当检测到输入功率（Pin）小于输出功率（P0）时，S5开通，Cb中的能量释放到输出，这部分能量为P2。当输入功率（Pin）大于输出功率（P0）时，S5关断，通过控制S1～S4使多出的能量存入Cb。因此，电路的控制要实现三个功能，即输入电流控制，输出电压控制和电容电压控制。这种PPFC变换器的主要优点是效率高。由于这三个被控量之间存在耦合关系，所以，控制电路复杂，控制器设计困难；另外，开关管数目多，成本较高，这些都是该变换器的主要缺点。因此，它适用于较大功率场合而不适用于小功率场合。于是文献[6]提出了一种单级反激PPFC变换器，如图7所示。

T1，S，D3，Cf，RL构成电路的主支路，T2及D2组成电路的辅助支路。储能电容CB通过D1充电到输入电压的峰值电压作为辅助支路的输入电压。由于两个并联反激支路同时工作，使用二极管D2和D3来防止这两个支路之间产生循环电流。该变换器由输入电压Vin和储能电容CB同时给负载提供能量。尽管输入电压Vin给负载提供大部分能量。但是，当输入电压很小时，负载的能量主要由储能电容CB提供。两个变压器可以在DCM或CCM下工作。对于小功率应用，为了提高效率，两个变压器都工作在DCM下。主支路与辅助支路之间的功率分配决定输入电流的谐波含量，而变压器T1及T2的电感值决定功率分配。所以，通过正确的设计变压器T1及T2的电感值可以使输入电流的谐波含量满足IEC1000-3-2的要求。该变换器仅用一个有源开关和一个控制环就可快速地调节输出电压。

它的主要优点是结构简单、效率高、储能电容电压被箝位，电压值的大小等于输入电压的峰值，对功率开关管没有产生附加的电压应力。另外，在S开通时，由T1直接传递大部分能量到负载，降低了开关管的电流应力，提高了变换器的效率。它的主要缺点是元件数目多，成本较高。

3.2 用变压器绕组实现负反馈的单级PFC变换器

用变压器绕组实现负反馈的单级PFC变换器[8]如图8所示。N1为变压器耦合的绕组。

用变压器绕组N1实现负反馈来抑制电容电压Vc。当S开通时，Vc加在变压器的初级绕组Np，因此，绕组N1上的电压同Vc成正比。只有当输入整流后的电压大于N1上的电压时，电感LB上才有电流；S关断时，LB上的能量经过D1释放到CB。负载变化引起Vc变化，加在LB上的电压立刻变化，从而改变了输入电流和输入功率，有效地抑制了Vc的增长。但N1的加入降低了功率因数，增加了电流谐波含量。

在图8的A和B之间再增加一个绕组N2[3][7]，如图9所示。加绕组N2之后，在S关断时，加在电感LB上的反向电压为Vc和N2上的电压之和减去输入电压，减小

了输入功率，从而进一步降低了Vc，同时，也提高了功率因数。N2的选取应该满足N1＋N2

如果要求更低限度地减小开关器件的电压、电流应力，那么在图8和图9中的二极管D2和绕组N1之间加入电感Lr，使输入电流工作在CCM下。Lr可以利用变压器漏感，也可以另外加一个电感[3]。

3.3 带低频辅助开关的单级PFC变换器[9]

用变压器附加绕组实现负反馈降低了电容电压，提高了效率。但同时降低了功率因数，增加了电流谐波含量。文献[9]针对这一不足提出了一种带低频辅助开关的单级PFC变换器，不仅有效地抑制了电容电压，提高了效率，同时还提高了功率因数，减少了电流谐波含量。

带低频辅助开关的CCM单级PFC变换器如图10所示，S为主开关，Sr为辅助开关。

辅助开关Sr的驱动波形如图11所示，当输入电压在零附近时，辅助开关Sr导通，使附加绕组N1短路，从而改善了输入电流的波形，减少了输入电流的谐波含量，提高了功率因数。

当输入电压大于某一值时，辅助开关管Sr关断；其余的工作情况与图8和图9相似。辅助开关Sr在输入电压很小时才导通工作，其余时间不工作。因此，流过Sr的电流很小，Sr的功率损耗很小。由图11知，辅助开关的工作频率为交流电源频率的两倍。故在整个工作期间，Sr的开关损耗很小。另外，辅助开关Sr的控制电路也很简单。由上述分析知，带低频辅助开关的单级PFC变换器减小了输入电流的谐波含量；提高了功率因数和效率；降低了电容电压。

辅助开关Sr也可以放在其他位置，得到不同的拓扑结构，如图12所示。图12(a)所示的电路使L1旁路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关Sr，使L1短路，电路工作在DCM下，从而增

加了输入电流，这种方法不能消除输入电流的死角。因此，与图10的电路相比，图12(a)的电路的输入电流的畸变更大。Sr另外一种实现方式如图12(b)所示，使L1和N1都旁路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关Sr，使L1和N1都短路。这种方法可以完全消除输入电流的死角，提高功率因数。但是，与图10的电路相比，图12(b)电路中的储能电容电压更高。因为，图12(b)电路有一小部分时间工作在DCM下。另外，该方法也可以应用在其他的DCM/CCM单级PFC变换器中，如图13所示的带低频辅助开关的DCM单级PFC变换器。

图12和图13

3.4 带有源箝位和软开关的单级PFC变换器

单级隔离式PFC变换器与普通的DC/DC变换器相比有电压、电流应力高，损耗大的缺点。因此，采用有源箝位和软开关等先进技术来减小单级隔离式PFC变换器的开关损耗和电压应力。

带有源箝位和软开关的单级隔离式PFC变换器[10]如图14所示。S为主开关，Sa为辅助开关。Cc为箝位电容，CB为储能电容，Cr为开关S和Sa的寄生电容以及电路中其他的寄生电容之和。Boost单元工作在DCM下，保证有高的功率因数；为避免DCM有较高的电流应力，Flyback设计为CCM。采用有源箝位和软开关技术限制了开关的电压应力，再生了储存在变压器漏感中的能量，为主开关和辅助开关提供了软开关条件，减少了开关损耗，提高了变换器的效率。主开关与辅助开关用同一个控制/驱动电路，进一步提高了电路的实用性。

4 结语

单级PFC变换器由于具有电路简单，成本低，功率密度高的优点，而在中小功率场合得到了广泛的应用。通过分析单级PFC的拓扑结构，指出了它存在的一些问题，如储能电容电压随输入电压和负载的变化而变化，在输入高压或轻载时，电容电压可能达到上千伏；变换器的效率低；开关损耗大；有源开关的电压、电流应力高。而对用变压器绕组实现负反馈，用软开关技术，用低频辅助开关以及并联PFC等方法来降低电容电压，开关损耗，减少电流谐波含量和提高效率等问题进行了综述，并分析了几种改进拓扑的工作原理，比较了它们的优缺点。

篇7：改进的单级功率因数校正AC/DC变换器的拓扑综述

改进的单级功率因数校正AC/DC变换器的拓扑综述

摘要：单级功率因数校正(简称单级PFC)由于控制电路简单、成本低、功率密度高在中小功率场合得到了广泛的应用。但是，单级PFC中存在一些问题，如储能电容电压随输入电压和负载的变化而变化，在输入高压或轻载时，电容电压可能达到上千伏；变换器的效率低；开关损耗大等缺点。介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。

关键词：功率因数校正；AC/DC变换器；单级

1 概述

为了减小对交流电网的谐波污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准（如IEC1000-3-?2）。因此，要求交流输入电源必须采取措施降低电流谐波含量，提高功率因数。目前广泛采用的有源功率因数校正方法有两种，即两级PFC和单级PFC。两级PFC方案[1]如图1所示，将PFC级输出端与DC/DC变换器相串联，两级控制电路相互独立。

PFC级使输入电流跟随输入电压，使输入电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量。后接的DC/DC级实现输出电压的快速调节。由于采用两级结构，电路复杂，装置费用高，效率低。在小功率应用场合，两级PFC很不适用。因此，研究单级PFC及变换技术成为电力电子领域中的一项重要课题。

单级PFC[2][3]将PFC级和DC/DC级组合在一起共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。它与两级方案不同的是，控制电路只调节输出电压，保证输出电压的稳定，在稳态时，占空比恒定，因此，要求PFC级的`电流能自动跟随输入电压，虽然，单级PFC变换器的输入电流不是正弦波，PF值不如两级方案高，但由于IEC1000-3-2只对电流谐波含量有要求，对PF值没有严格的要求，单级PFC变换器的输入电流谐波足以满足IEC1000-3-2。而且由于采用单级结构，电路简单，成本低，功率密度高。

因此，单级PFC变换器在小功率场合得到了广泛的应用。本文主要对单级PFC的拓扑进行了分析，指出了存在的问题，介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。

2 单级隔离式Boost PFC电路的分析及存在的问题

典型的单级隔离式BoostPFC电路如图2所示，该拓扑是由升压型PFC级和正激式DC/DC变换器组合而成。有源开关S为共享开关，CB为缓冲电容。通过控制S的通断，电路同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。

众所周知，电流断续模式（DCM）的Boost变换器，在固定占空比下电流自动跟随输入电压，因此，PFC级工作在DCM下可以得到较高的功率因数。但是，输入和输出电感电流的峰值较高，增加了有源开关的电流应力和开关损耗；变换器的效率低；另外电路需要一个更大的EMI滤波器。如果要求减小开关器件的电压、电流应力，那就需要PFC级工作在电流连续模式（CCM）下，同时可以提高整个变换器的效率并减小EMI。如在图2的a和b之间加一电感L1，可以使PFC级工作在CCM下。对于DC/DC变换器而言，为了提高变换器的效率，一般工作在CCM下，因此，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减小，而PFC级输入功率同重载时一样，则充入储能电容的容量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升。为了保持输出电压一致，电压反馈环调节输出电压，使占空比减小，输入能量也相应减小，

[1] [2] [3] [4]

篇8：高性能软开关功率因数校正电路的设计

高性能软开关功率因数校正电路的设计

摘要：介绍了功率因数校正控制电路和功率主变换电路的原理及如何选择元器件及其参数。

关键词：功率因数校正；电磁干扰；升压变换；软开关

引言

随着计算机等一些通信设备的日益普及，用户对电源的需求也在不断增长，要求电源厂商能生产更高效、更优质的绿色电源，以减小电能消耗，减轻电网负担。这就必须对电源产品如UPS，高频开关整流电源等的输入电路进行有源功率因数校正，以最大限度减少谐波电流。实际测量计算机等整流性负载的PF=0.7时，输入电流的总谐波失真度近80％，即无功电流是有功电流的80％。不间断电源国标（GB7286―87）规定，输入总相对谐波含量≤10％，整流器产品国家行业标准规定输入功率因数>0.9，所以，如何设计优秀的PFC电路是很关键的技术，正确的PFC电路设计技术主要由以下几个部分组成：控制电路，功率主电路，元器件选择及其参数设计。

1控制电路

上世纪90年代初，由于PFC的控制芯片还未上市，我们在相关理论的指导下，于1992年在国内率先开发出由分立元器件组成的控制电路，原理如图1中虚线框内所示。

在实验室和小批量做出的48V/50A整流器产品中，前级PFC电路的PF为0.98左右，η=93％(AC/DC，VDC=395V，Po=W)。以上控制电路原理和UC公司的PFC控制原理(1994年底推出的UC3854)是一致的，但由于电路是由分立元器件组成，抗干扰能力差，工艺复杂，调试过程很长，所以，一直未在大批量产品中运用。随着UC公司控制IC如UC3854，UC3854A，UC3855的推出，由分立元器件组成的控制电路便被专用控制IC所取代。

2PFC功率主电路

功率主电路的选用关系到整个PFC电路的变换效率以及EMI的大小，是电路设计的关键技术。早期主电路如图2所示。

这是个典型的Boost电路，原理简单，但是个硬开关电路，由于未考虑开关器件的实际特性，高压整流二极管的反向恢复特性，主开关功率管的开关损耗特性，导致开关器件的dv/dt及di/dt很高，相应对器件应力要求加大。二极管特性如图3所示，id为二极管电流波形，vd为二极管电压波形，在开关管S导通时，二极管D的反向恢复电荷Qrr所形成的反向恢复电流几乎全部损耗在主开关管上，增大了开关管的开关损耗，在ta～tc的时间内，二极管D还是正压降，也即开关管S的漏极电压为Vo时，已有负反向恢复电流流过开关管S，在tc～tb的时间内二极管D的di/dt>0，则二极管D正端处会产生瞬间负电压值，电路上会出现大的EMI，由于分布参数的存在，在开关过程中所产生的传导和辐射干扰会严重影响整个系统的稳定性。

为了克服上述的不足，便有了改进的PFC电路，如图4所示。增加了主开关二极管的附加电路，其原理则是充分利用了L1的线性区和非线性区，在主开关管导通时把整流二极管的反向恢复能量存储到电感L1中，不增加主开关管的开通损耗，在主开关管关断时把电感L1存储能量以热能的形式消耗在电阻上。由于饱和电感L1的存在，dv/dt及di/dt减少约近1个数量级，主开关器件开关应力锐减，EMI大大减少了。这种电路的PF为0.99左右(AC/DC，VDC=395V，Po=2500W)，效率η=94％左右。

为了进一步提高效率，把二极管的存储电荷形成的储能和电阻R上消耗的能量充分利用便开发出如图5所示电路。

这是一种无源的无损缓冲结构电路，其原理是：在S导通时,以L1作为二极管的缓冲电感，把二极管反向恢复的能量存储到小电感L1中，同时C1放电，C2充电，把C1储能转移入C2；在S关断时L1的储能向C1充电并通过二极管D1，D2，D3把储能转移到C中，这时C2也向C放电，通过调节L1，C1，C2的参数并协调S的开关频率，由于电容（由主开关管的漏―源极分布电容CDS或集电极―发射极分布电容CCE和C1组成）上的电压不能突变，当S关断瞬间VC1约等于零，S可实现零电压关断。由于电感（由L1和线路杂感组成）上的电流不能突变，当S导通时瞬间，iL1约等于零，S可实现零电流导通。

此电路的PF为0.99左右，(AC/DC，VDC=395V，Po=2500W)，效率η=96％～97％，输入端几乎没有EMI，指标完全能达到并优于VDEA级标准。这种无源软开关升压电路性能优异，可靠性优于UC3855组成的有源软开关PFC电路，是智能高频化UPS和高频开关整流电源理想的输入级电路，具有很高的应用价值。

3主要元器件的选择

3.1Boost电感磁性材料的选择

早期，Boost电感磁性材料一般为铁氧体磁芯，如EE或EI等，通过加气隙δ来调节μ值，从而调节电感量,这种方法的'成本相对较低，但L值的温度特性相对略差，而且气隙的漏磁会增加电磁干扰。现在，一般采用金属磁粉芯，如铁粉芯、铁镍粉芯、钼坡莫合金、铁硅铝合金、非晶合金等磁环。各种材料有各自的优缺点，如铁粉芯成本低而Q值、μ值的各种特性，如温度、线性等相对较差，铁镍粉芯次之，铁硅铝合金、钼坡莫合金相对较好但价格贵些，所以，PFC电感磁性材料采用铁硅铝合金磁环较好。

3.2电感L值的计算

功率因数校正的前提条件是使输入电感中电流保持连续状态，即纹波电流ΔI要小于最小输入交流电流峰值的两倍。则取电感L≥临界电感Lmin。而Lmin（mH）为

式中：Vmin(p)为最小输入正弦波电压的峰值（V）；

Vo为输出直流电压（V）；

f为开关调制频率(Hz)；

Po为输出直流功率(W)；

Vmin为最小输入正弦波电压的有效值。

磁性元件磁环（材质为铁粉或铁硅铝合金）的选择通过式（3）计算。

L=4μN2(S/D)×10－6（3）

式中：L为电感量（mH）；

μ为磁芯有效磁导率；

N为线圈匝数；

S为磁芯导磁截面积（cm2）；

D为磁芯平均磁环直径（cm）。

3.3电容的选择

电容一般要采用低损耗，高纹波电流型的电解电容，容值C为

C=Po/(2ωo×Vo×ΔVo)

式中：ωo为市电角频率；

ΔVo为允许输出直流纹波电压（V）。

3.4二极管的选择

选trr小，正向压降小且软恢复（软度好）特性好的二极管。

3.5开关器件的选择

选MOS或IGBT。由于IGBT关断存在一点拖尾现象，则当开关频率>20kHz时，要选MOS。对MOS主要关心的是导通损耗，应选导通电阻RDS小的；对IGBT主要关心的是开关损耗，应选开关特性好的IGBT。当然，最理想的是把IGBT与MOS根据各自的频率特性直接并联而控制信号按各自的特性做相应时序调整。

4结语

本文通过实践总结，设计出一种优异的软开关PFC电路，并采用UC3854芯片实现技术产品化。这种PFC电路是智能高频化UPS和高频开关整流电源输入级电路的理想解决方案。同时把元器件的特性做了仔细的分析，优化。

篇9：高性能软开关功率因数校正电路的设计

高性能软开关功率因数校正电路的设计

摘要：介绍了功率因数校正控制电路和功率主变换电路的原理及如何选择元器件及其参数。

关键词：功率因数校正；电磁干扰；升压变换；软开关

引言

随着计算机等一些通信设备的日益普及，用户对电源的需求也在不断增长，要求电源厂商能生产更高效、更优质的绿色电源，以减小电能消耗，减轻电网负担。这就必须对电源产品如UPS，高频开关整流电源等的输入电路进行有源功率因数校正，以最大限度减少谐波电流。实际测量计算机等整流性负载的PF=0.7时，输入电流的总谐波失真度近80％，即无功电流是有功电流的80％。不间断电源国标（GB7286―87）规定，输入总相对谐波含量≤10％，整流器产品国家行业标准规定输入功率因数>0.9，所以，如何设计优秀的PFC电路是很关键的技术，正确的PFC电路设计技术主要由以下几个部分组成：控制电路，功率主电路，元器件选择及其参数设计。

1 控制电路

上世纪90年代初，由于PFC的控制芯片还未上市，我们在相关理论的指导下，于1992年在国内率先开发出由分立元器件组成的`控制电路，原理如图1中虚线框内所示。

在实验室和小批量做出的48V/50A整流器产品中，前级PFC电路的PF为0.98左右，η=93％(AC/DC，VDC=395V，Po=2000W)。以上控制电路原理和UC公司的PFC控制原理(1994年底推出的UC3854)是一致的，但由于电路是由分立元器件组成，抗干扰能力差，工艺复杂，调试过程很长，所以，一直未在大批量产品中运用。随着UC公司控制IC如UC3854，UC3854A，UC3855的推出，由分立元器件组成的控制电路便被专用控制IC所取代。

2 PFC功率主电路

功率主电路的选用关系到整个PFC电路的变换效率以及EMI的大小，是电路设计的关键技术。早期主电路如图2所示。

这是个典型的Boost电路，原理简单，但是个硬开关电路，由于未考虑开关器件的实际特性，高压整流二极管的反向恢复特性，主开关功率管的开关损耗特性，导致开关器件的dv/dt及di/dt很高，相应对器件应力要求加大。二极管特性如图3所示，id为二极管电流波形，vd为二极管电压波形，在开关管S导通时，二极管D的反向恢复电荷Qrr所形成的反向恢复电流几乎全部损耗在主开关管上，增大了开关管的开关损耗，在ta～tc的时间内，二极管D还是正压降，也即开关管S的漏极电压为Vo时，已有负反向恢复电流流过开关管S，在tc～tb的时间内二极管D的di/dt>0，则二极管D正端处会产生瞬间负电压值，电路上会出现大的EMI，由于分布参数的存在，在开关过程中所产生的传导和辐射干扰会严重影响整个系统的稳定性。

为了克服上述的不足，便有了改进的PFC电路，如图4所示。增加了主开关二极管的附加电路，其原理则是充分利用了L1的线性区和非线

[1] [2] [3]

篇10：改进的单级功率因数校正AC/DC变换器的拓扑综述论文

改进的单级功率因数校正AC/DC变换器的拓扑综述论文

摘要：单级功率因数校正(简称单级PFC)由于控制电路简单、成本低、功率密度高在中小功率场合得到了广泛的应用。但是，单级PFC中存在一些问题，如储能电容电压随输入电压和负载的变化而变化，在输入高压或轻载时，电容电压可能达到上千伏；变换器的效率低；开关损耗大等缺点。介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。

关键词：功率因数校正；AC/DC变换器；单级

1 概述

为了减小对交流电网的谐波污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准（如IEC1000-3-2）。因此，要求交流输入电源必须采取措施降低电流谐波含量，提高功率因数。目前广泛采用的有源功率因数校正方法有两种，即两级PFC和单级PFC。两级PFC方案[1]如图1所示，将PFC级输出端与DC/DC变换器相串联，两级控制电路相互独立。

PFC级使输入电流跟随输入电压，使输入电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量。后接的DC/DC级实现输出电压的快速调节。由于采用两级结构，电路复杂，装置费用高，效率低。在小功率应用场合，两级PFC很不适用。因此，研究单级PFC及变换技术成为电力电子领域中的一项重要课题。

单级PFC[2][3]将PFC级和DC/DC级组合在一起共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。它与两级方案不同的是，控制电路只调节输出电压，保证输出电压的稳定，在稳态时，占空比恒定，因此，要求PFC级的电流能自动跟随输入电压，虽然，单级PFC变换器的输入电流不是正弦波，PF值不如两级方案高，但由于IEC1000-3-2只对电流谐波含量有要求，对PF值没有严格的要求，单级PFC变换器的输入电流谐波足以满足IEC1000-3-2。而且由于采用单级结构，电路简单，成本低，功率密度高。

因此，单级PFC变换器在小功率场合得到了广泛的应用。本文主要对单级PFC的拓扑进行了分析，指出了存在的问题，介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。

2 单级隔离式Boost PFC电路的分析及存在的问题

典型的单级隔离式BoostPFC电路如图2所示，该拓扑是由升压型PFC级和正激式DC/DC变换器组合而成。有源开关S为共享开关，CB为缓冲电容。通过控制S的通断，电路同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。

众所周知，电流断续模式（DCM）的Boost变换器，在固定占空比下电流自动跟随输入电压，因此，PFC级工作在DCM下可以得到较高的功率因数。但是，输入和输出电感电流的峰值较高，增加了有源开关的电流应力和开关损耗；变换器的效率低；另外电路需要一个更大的EMI滤波器。如果要求减小开关器件的电压、电流应力，那就需要PFC级工作在电流连续模式（CCM）下，同时可以提高整个变换器的效率并减小EMI。如在图2的a和b之间加一电感L1，可以使PFC级工作在CCM下。对于DC/DC变换器而言，为了提高变换器的效率，一般工作在CCM下，因此，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减小，而PFC级输入功率同重载时一样，则充入储能电容的容量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升。为了保持输出电压一致，电压反馈环调节输出电压，使占空比减小，输入能量也相应减小，这个动态过程要到输入和输出功率平衡后才停止。负载减小带来的后果是直流总线电压明显上升，也就是电容电压明显上升，甚至达到上千伏。

降低电容电压通常有两种方法：一种方法就是采用变频控制[4]，可以使电容电压低于450V，但是频率变化范围可能高达十倍，不利于磁性元件的优化设计；另一种就是采用变压器绕组实现负反馈。如果PFC级和DC/DC变换器都工作在CCM下，输出功率减小时，虽然占空比不变，但输入功率也会相应减小，抑制了储能电容电压的增加，它的效率是最高的，PF值有所降低，但是，很难找到一种拓扑完全工作在CCM下，设计上也相对复杂。串联单级PFC变换器的功率流图如图3所示，从图中可以看出，功率由输入传送到输出，经过了两次变换，效率低。

因此，单级PFC变换器的主要问题是，在使输入电流谐波满足IEC1000-3-2和快速调节输出电压的同时，降低电容电压和提高效率；另外单级PFC变换器工作在硬开关状态时，开关器件承受的电压、电流应力高，因此，开关损耗很大。所以，人们提出了用变压器绕组实现负反馈，用软开关技术以及并联PFC等方法来降低电容电压，开关损耗和提高效率。下面介绍几种改进的拓扑以解决这些问题。

3 几种改进的拓扑介绍

3.1 单级并联PFC变换器[1][6][7]

如前所述，无论是单级还是两级结构，串联式拓扑结构的效率都较低。为了提高变换器的效率，人们提出了并联PFC方法。其基本思路如下：假设PF=1，PFC输入功率与输出功率关系如图4所

示，平均输入功率Pin的68％（P1）经过一次功率变换到达负载，32％的剩余功率（P2）为输入与输出功率在半个电网周期内的差，经过两次功率变换到达负载[1]。图5为该方法的功率流图，P2经过两次功率变换到达输出，其余部分P1经过一次功率变换达到输出，从而提高了电路效率，并且高于两级和串联单级变换器。

典型的单级BoostPPFC变换器[1]如图6所示，电路在原带隔离变压器Boost拓扑结构中加入了D1，S5及Cb。电路工作时，当检测到输入功率（Pin）小于输出功率（P0）时，S5开通，Cb中的能量释放到输出，这部分能量为P2。当输入功率（Pin）大于输出功率（P0）时，S5关断，通过控制S1～S4使多出的能量存入Cb。因此，电路的控制要实现三个功能，即输入电流控制，输出电压控制和电容电压控制。这种PPFC变换器的主要优点是效率高。由于这三个被控量之间存在耦合关系，所以，控制电路复杂，控制器设计困难；另外，开关管数目多，成本较高，这些都是该变换器的主要缺点。因此，它适用于较大功率场合而不适用于小功率场合。于是文献[6]提出了一种单级反激PPFC变换器，如图7所示。

T1，S，D3，Cf，RL构成电路的主支路，T2及D2组成电路的辅助支路。储能电容CB通过D1充电到输入电压的峰值电压作为辅助支路的输入电压。由于两个并联反激支路同时工作，使用二极管D2和D3来防止这两个支路之间产生循环电流。该变换器由输入电压Vin和储能电容CB同时给负载提供能量。尽管输入电压Vin给负载提供大部分能量。但是，当输入电压很小时，负载的能量主要由储能电容CB提供。两个变压器可以在DCM或CCM下工作。对于小功率应用，为了提高效率，两个变压器都工作在DCM下。主支路与辅助支路之间的功率分配决定输入电流的谐波含量，而变压器T1及T2的电感值决定功率分配。所以，通过正确的设计变压器T1及T2的电感值可以使输入电流的谐波含量满足IEC1000-3-2的要求。该变换器仅用一个有源开关和一个控制环就可快速地调节输出电压。

它的主要优点是结构简单、效率高、储能电容电压被箝位，电压值的大小等于输入电压的峰值，对功率开关管没有产生附加的电压应力。另外，在S开通时，由T1直接传递大部分能量到负载，降低了开关管的电流应力，提高了变换器的效率。它的主要缺点是元件数目多，成本较高。

3.2 用变压器绕组实现负反馈的单级PFC变换器

用变压器绕组实现负反馈的单级PFC变换器[8]如图8所示。N1为变压器耦合的绕组。

用变压器绕组N1实现负反馈来抑制电容电压Vc。当S开通时，Vc加在变压器的初级绕组Np，因此，绕组N1上的电压同Vc成正比。只有当输入整流后的电压大于N1上的电压时，电感LB上才有电流；S关断时，LB上的能量经过D1释放到CB。负载变化引起Vc变化，加在LB上的电压立刻变化，从而改变了输入电流和输入功率，有效地抑制了Vc的增长。但N1的加入降低了功率因数，

增加了电流谐波含量。

在图8的A和B之间再增加一个绕组N2[3][7]，如图9所示。加绕组N2之后，在S关断时，加在电感LB上的反向电压为Vc和N2上的电压之和减去输入电压，减小了输入功率，从而进一步降低了Vc，同时，也提高了功率因数。N2的选取应该满足N1＋N2

如果要求更低限度地减小开关器件的电压、电流应力，那么在图8和图9中的二极管D2和绕组N1之间加入电感Lr，使输入电流工作在CCM下。Lr可以利用变压器漏感，也可以另外加一个电感[3]。

3.3 带低频辅助开关的单级PFC变换器[9]

用变压器附加绕组实现负反馈降低了电容电压，提高了效率。但同时降低了功率因数，增加了电流谐波含量。文献[9]针对这一不足提出了一种带低频辅助开关的单级PFC变换器，不仅有效地抑制了电容电压，提高了效率，同时还提高了功率因数，减少了电流谐波含量。

带低频辅助开关的CCM单级PFC变换器如图10所示，S为主开关，Sr为辅助开关。

辅助开关Sr的驱动波形如图11所示，当输入电压在零附近时，辅助开关Sr导通，使附加绕组N1短路，从而改善了输入电流的波形，减少了输入电流的`谐波含量，提高了功率因数。

当输入电压大于某一值时，辅助开关管Sr关断；其余的工作情况与图8和图9相似。辅助开关Sr在输入电压很小时才导通工作，其余时间不工作。因此，流过Sr的电流很小，Sr的功率损耗很小。由图11知，辅助开关的工作频率为交流电源频率的两倍。故在整个工作期间，Sr的开关损耗很小。另外，辅助开关Sr的控制电路也很简单。由上述分析知，带低频辅助开关的单级PFC变换器减小了输入电流的谐波含量；提高了功率因数和效率；降低了电容电压。

辅助开关Sr也可以放在其他位置，得到不同的拓扑结构，如图12所示。图12(a)所示的电路使L1旁路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关Sr，使L1短路，电路工作在DCM下，从而增

加了输入电流，这种方法不能消除输入电流的死角。因此，与图10的电路相比，图12(a)的电路的输入电流的畸变更大。Sr另外一种实现方式如图12(b)所示，使L1和N1都旁路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关Sr，使L1和N1都短路。这种方法可以完全消除输入电流的死角，提高功率因数。但是，与图10的电路相比，图12(b)电路中的储能电容电压更高。因为，图12(b)电路有一小部分时间工作在DCM下。另外，该方法也可以应用在其他的DCM/CCM单级PFC变换器中，如图13所示的带低频辅助开关的DCM单级PFC变换器。

图12和图13

3.4 带有源箝位和软开关的单级PFC变换器

单级隔离式PFC变换器与普通的DC/DC变换器相比有电压、电流应力高，损耗大的缺点。因此，采用有源箝位和软开关等先进技术来减小单级隔离式PFC变换器的开关损耗和电压应力。

带有源箝位和软开关的单级隔离式PFC变换器[10]如图14所示。S为主开关，Sa为辅助开关。Cc为箝位电容，CB为储能电容，Cr为开关S和Sa的寄生电容以及电路中其他的寄生电容之和。Boost单元工作在DCM下，保证有高的功率因数；为避免DCM有较高的电流应力，Flyback设计为CCM。采用有源箝位和软开关技术限制了开关的电压应力，再生了储存在变压器漏感中的能量，为主开关和辅助开关提供了软开关条件，减少了开关损耗，提高了变换器的效率。主开关与辅助开关用同一个控制/驱动电路，进一步提高了电路的实用性。

4 结语

单级PFC变换器由于具有电路简单，成本低，功率密度高的优点，而在中小功率场合得到了广泛的应用。通过分析单级PFC的拓扑结构，指出了它存在的一些问题，如储能电容电压随输入电压和负载的变化而变化，在输入高压或轻载时，电容电压可能达到上千伏；变换器的效率低；开关损耗大；有源开关的电压、电流应力高。而对用变压器绕组实现负反馈，用软开关技术，用低频辅助开关以及并联PFC等方法来降低电容电压，开关损耗，减少电流谐波含量和提高效率等问题进行了综述，并分析了几种改进拓扑的工作原理，比较了它们的优缺点。

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