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低压断路器控制器设计论文

时间：2023年10月10日

来源：HL9610

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今天小编就给大家整理了低压断路器控制器设计论文，本文共11篇，希望对大家的工作和学习有所帮助，欢迎阅读!本文原稿由网友“HL9610”提供。

篇1：低压断路器控制器设计论文

低压断路器控制器设计论文

摘要：低压断路器是低压配电系统中起同段控制及保护等作用的重要元件。目前，国外的低压断路器正朝着高性能、小型化、智能化和模块化方向发展，并且与现场总线系统相连，实现网络化。本文介绍一种新型智能低压断路器控制器的设计。

关键词：控制设计配电系统元件

1、引言

低压断路器是低压配电系统中起同段控制及保护等作用的重要元件。目前，国外的低压断路器正朝着高性能、小型化、智能化和模块化方向发展，并且与现场总线系统相连，实现网络化。国内一些厂家也曾开发国际种职能断路器控制器，其主要缺点是采用大规模集成器件较少，故体积较大，易进入干扰。

本文介绍一种新型智能低压断路器控制器的设计。主要特点有：a注重模块化设计，采用大规模集成器件。不仅缩短了产品开发周期，提高了产品性能，而且减少了产品体积，降低了成本；b在实现基本保护功能的同时，增加了预警功能；c才参数测量上，除了电流、电压等常规参数外，增加了功率因数及功率测量等，并对参数进行显示；d注重产品的可靠性设计；e断路器带通信接口，引入CAN现场总线技术。

2、支能低压断路器控制器设计

2.1 总体方案简介

该断路器控制器的主要包括微处理器、信号采集电路、键盘和现实电路、外扩存储器、温度检测电路、输出执行电路和电源等。

2.2 微处理器的选择

智能断路器控制器既要实现各种功能又要有较好的是实时性和电磁兼容性，本期设计用了Dallas公司的DS80C390微处理器。其主要特点有：向下兼容80C52，使用80C51的指令集；高速的体系结构，每个机器周期只有4个时钟周期，最大系统时钟频率可达40Mhz，兼容80C52存储模式，内含4KB的SRAM，外部扩展4MB的程序存储器和4MB的用户数据存储器。内含两个CAN2.0B的控制口，集成度高。

DS80C390有2个串行口、3个定时器/计数器、7个附加中断、1个可编程狗定时器、6个8 bit /O口（其中两个与存储器接口），还有一个数据指针OPRT1。DS80C390有2种封装形式：68脚的PLCC和64脚的LQFP，本设计选用前者。

2.3 信号采集电路

常规信号输入通道的设计一般先滤波在隔离放大，然后经A/D转换等，但该设计方法难以满足实时性要求。本设计要求采集3路线电压和4路相电流信号，而且需要采集的信号范围很宽，若采用常规设计则需要很多的A/D转换通道，故采用了Cirrus Logic公司的电子是电能表芯片CS5460来设计信号输入通道。

（1）CS5460的特点。a高集成。内部继承了1个可编程的增益放大器，1个带固定增益放大器的电压通道，2个可选高通滤波器等；b高精度。转换精度可达0.1%；c易接口。CS5460是高速A/D器件，缺省状态下，瞬时A/D变换频率可达4kHz。其自带可编程增益放大器可测量150mV获30mV两城范围的信号，从而很好地解决了实时性、宽测量范围及测量精度低等问题。

（2）CS5460的硬件设计。电压电流互感二次侧感应电压值经分压后分别送入CS5460的UIN+、UIN--和IIN+、IIN-引脚。CS5460有4 个串行口：SDI为串行数据输入口，SDO为串行数据输出口，SCLK为串行时钟，CS是片选控制线。因为要采集4路电流、3路电压值，故选用了4片CS5460芯片。并用引脚p4.0、p4.1、p4.2和p4.3轮流选通每片CS5460。当CS=1时，SOD为高阻状态，故4片CS5460的引脚可以直接连在一起。又DS80C390的I/O口可以驱动4个门电路，故4片CS5460的SDI和SCLK引脚分别以线与的形式直接相连。

（3）CS5460的软件设计。本设计中软件设计的基本程序采用C51编写。CS5460的初始化和启动转换工作由主程序完成。设计要求每1.25ms在3路电压、4路电流上个采一点，采用软件定时中断方式。每1.25ms系统启动一次中断服务程序，完成对各路信号瞬时值的采集，每2s完成一次对各路信号有效值的采集。

DS80C390通过SDI、SDO、SCLK和CS信号线与CS5460接口。运用写操作对CS5460内部各寄存器进行设置；运用读操作，读出CS5460内部各状态寄存器和输出结果寄存器的值。

2.4 外扩存储器电路

传统单片机应用系统为一般以微处理器为核心外加必要的芯片组成。但所需外加零散芯片很多时，所得的系统结构将很复杂且不易与更新或修改。所以，本设计采用了PSD934F2芯片。

（1）PSD934F2的主要特点。美国WSI公司推出的PSD934F2芯片是专门为8bits微处理器设计的，实现了将多个外围芯片集成于一个芯片中。其主要特点有：可方便的使用复用和非复用的8bits微处理器接口；内置2MB的主FLASH存储器和256KB的第二FLASH存储器；具有64KB的SRAM；有19个输出的通用PLD（GPLD）;有译码PLD(DPLD)；具有27个可单个配置的I/O引脚；等待电流可以降至50μA；符合JTAG标准的串行口可对全芯片进行在系统编成；FLASH存储器的.擦写次数至少可达100000次，PLD的擦写次数最少可达1 000次。

（2）PSD934F2与DS80C390的硬件电路。系统要求具有256KB的FLASH、125±8KB的SRAM和16KB的辅助FLASH，还要31路I/O输出及一些外设片选输出，故系统还扩展了一片128KB的SRAM。本设计中，DS80C390工作于22bits连续叶面寻址模式，配置为8bits的数据/地址复用方式。用程序选通允许信号PSEN访问PSD934F2的程序存储器，用WR、RD访问数据存储器。PSD934F2的27个I/O引脚，分成4个口（PA、PB、PC和PD），每个引脚可单独配制成不同的功能。

（3）PSD934F2的软件开发。PSD934F2由PSDsoft软件支持。系统设计时，不需要用硬件描述语言（HDL）来定义PSD934F2的引脚功能和分配存储器地址。PSD934F2支持FlashLINK器件编程器，对PSD934F2进行编程。首先用PSDsoft软件定义PSD934F2的引脚功能及分配存储器地址，再通过PSDsoft将PSD934F2配置与用户HEX文件进行合并产生目标文件。HEX文件由用高级语言编写的植入PSD的应用程序经编译、链接产生，再将目标通过FLASHLINK写入PSD934F2即可。

2.5 温度检测电路

传统的温度检测电路采用热敏电阻等温度敏感元件，热敏电阻成本虽低，但需要后续信号处理电路，且测量通道的标定麻烦，温度测量的准确度也相对较低。所以，本设计采用Dallas公司生产的数字温度传感器DS1620。

（1）DS1620的特点。数字温度传感器DS1620是Dallas公司推出的新型温度敏感器件。他以数字量输出温度测量值，具有测量范围宽，传输距离远，可靠、稳定等特点。DS1620的测量范围为-55~125℃，分辨率为0.5℃。温度以9位数字输出，能够在1秒内完成被测温度的数值转换，可独立工作，也可方便的与PC或单片机以串行方式连接。

（2）DS1620的软硬件设计。DS1620通过高温系数振荡器控制低温系数振荡器的脉冲个数，实现被测温度的数字输出。温度计数器和寄存器预置-55℃的基准值，若温度寄存器与技术起在脉冲周期结束前为0，则温度寄存器增至被测温度值。

DS1620的引脚DQ位数据输入输出脚（3线通信），CLK/CONV三线通信时为时钟输出口，不用CPU时为启动转换脚，RST为复位输入脚。DS1620通过三线串行接口与微处理器相连，实现有关数据的写入、温度数据的读出。 2.6 实时时钟芯片

系统运行时，整个系统每隔一段时间就要进行一次始终校准。为此，本设计选用实时时钟/日历芯片PCF8563。PCF8563与DS80C390采用I2C通信接口方式进行数据传送。由于DS80C390本身没有I2C通信接口，所以采用软件模拟的方法与具有I2C接口的PCF8563接口。

程序中微处理器在发出第九个脉冲时，读取SDA线上的状态，如读取状态为0，则说明数据已成功写入PCF8563；如读取状态为1，则说明写入操作不成功，程序转入再次写操作。每进行一次操作，内嵌的字地址寄存器就会自动产生增量。据此，可判断出程序对PCF8563的读写操作是否完成。每隔一段时间，主机发送标准时间，标准时间通过CAN总线传入各职能节点，然后有个节点对各自的时钟进行校时操作。当某节点发生故障或报警时，此节点就对自己的PCF8563进行读操作，已得到发生故障或报警时的时间值。

2.7 CAN总线接口电路

CAN总线是现场总线领域应用很广泛的一种通信技术，用CAN代替以往的RS―485将从根本上改善监控系统的性能。DS80C390内部集成了两个全功能CAN2.0控制器，易与外部CAN总线接口。

2.8 键盘及显示电路

键盘设计时，将按键的一端与微处理器的口线直接相连，并加上阻容电路去抖动。这样既可简化硬件电路的设计，还可减小体积。显示电路由发光二极管和液晶组成，液晶采用精电公司的MGLS-12864T，可用图形或文本方式显示。

3、智能控制器的可靠性设计

本控制器模块处于强磁场环境中，各种电磁干扰源频率大致为：电磁20Hz~几十Hz，开关电弧30~200Hz，磁铁1.0~3.6MHz。本模块还处于强电力线电厂中，该场以电磁感应的方式将电磁能量施加与本控制器模块。所有的电磁干扰都有电磁干扰源、耦合通道和敏感设备3个基本要素组成。

（1）本设计选用了CS5460、PCF8563等贴片封装元器件，高集成度的DS80C390及可配置内存器件PSD934F2和带光电隔离的固态继电器。这些控制器模块本身就有很强的抗干扰能力。

（2）电源是引入干扰的重要途径，为减少从此引入的干扰，采取了如下措施：a采用高性能开关电源以抗尖脉冲干扰等；b采用压敏电阻或RC网络等吸收浪涌电压；c电源进线端加大容量电解电容和高频陶瓷电容分别滤除低频、高频干扰；d采用分散独立的功能供电。e保证有适当的功率裕度。

（3）过程通道上才取光电耦合隔离、固态继电器开关量输出和对传输线进行阻抗匹配的措施。

（4）设计印刷电路板时，采取合适的制版面积、双板层、井字形布线，尽量减少环路面积和环路电流、并排走线间插入离散地线、重要信号线靠近地线等措施。本控制器模块采用工作接地。采用待屏蔽的双绞线以减小电流信号回路的电磁干扰，其屏蔽层接到断路器外壳。接地线尽可能短，线径尽可能粗。

（5）采用较高导电性材料如铜进行电场屏蔽，导磁材料进行磁场屏蔽。在控制器壳内喷涂铜制电镀导电层。对开关电源加屏蔽层，对显示窗中使用屏蔽玻璃，采用电磁密封衬垫防壳体缝隙漏磁。

(6）软件设计中采用的抗干扰措施有：a设置看门狗定时器。看门狗的定时时间稍大于主程序正常运行一个循环的时间，而在主程序运行过程中执行一次时间常数刷新操作。当程序出错时，由于不能正常刷新定时器而导致定时中断，将系统复位。b设置软件陷阱。本设计中在非程序区反复用NOP，NOP，LJMP 0000H填满，作为程序乱飞的拦截措施。这样，不论程序失控指向哪一字节，都能回到复位状态；c 采用一阶递推数字滤波法实现软件的数字滤波，以消除传感器通道中的干扰信号；d 采用设置软件冗余、输出状态影像保存、数据存储冗余和初始化及自检程序等，应对控制的状态失常。

4、实验结果

（1）测量电流值。CPU读取CS5460电流有效值寄存器中的A/D转换值，再通过软件进行非线性补偿等方法，可得出对应的电流有效值。

（2）电压值的测量。电压互感器的次级串接140Ω电阻，可以得到0 ~ 150mV的电压。电压经CS5460的A/D转换后，存储在电压有效值寄存器中。CPU访问此寄存器可得到转换结果，在据原、副边变比关系，得到对应电压有效值。

（3）功率因数的测量。通过CS5460内一个电量寄存器积累电能。根据电能与功率的关系W=Pt，在1s内积累的电能数值上等于其有功功率P。在根据公式cosφ=P/UI算出功率因数值。

（4）动作相应时间验证。本设计要求，当线路中出现大电流时，断路器必须在20 ms内可靠分断，这其中包括线路出现大电流短路故障到微处理器判断出故障发出分断指令所需的时间、机械部分延迟时间和电弧熄灭时间。本设计在一个工频周期内对每路信号采集16个点，即每12.5ms采集一个点，再根据设定值判断是否发生故障。实验结果表明，本系统中，线路出现大电流短路故障到微处理器判断发出分断指令所需时间为6ms左右。可见，线路出现大电流短路后，断路器在20ms内能可靠分断。

篇2：低压真空断路器的论文

低压真空断路器的论文

摘要：1问题与原因分析 1.1电压过低对真空断路器的影响整流之后变成脉动的直流电，当控制线圈两端电压在低于额定电压75%以下，合闸机构得到的操作力不足以提供足够的合闸力，则会降低合闸速度，延长合闸时间，触头间的击穿电弧会过多地停留在动触头和静触头之间，

关键词：微电子论文,期刊,投稿

1问题与原因分析

1.1电压过低对真空断路器的影响

整流之后变成“脉动”的直流电，当控制线圈两端电压在低于额定电压75%以下，合闸机构得到的操作力不足以提供足够的合闸力，则会降低合闸速度，延长合闸时间，触头间的击穿电弧会过多地停留在动触头和静触头之间，造成触头熔焊。合闸过程中的断路器动导杆弹跳同样对断路器的真空管存在危害，合闸时间越短，动静导杆间的电弧存在时间越短，弹跳时对触头的磨损越轻，合闸时间越长，动静导杆间的电弧存在时间越长，弹跳时对触头的磨损越严重，会严重影响真空管及真空断路器的使用寿命，其合闸时间≤70ms，弹跳时间≤2ms效果为佳。断路器还会因电压过低不能合闸，处于合闸触发状态的线圈因通过的电流过大而烧毁。真空断路器的分闸通过欠电压线圈和分励线圈两种分闸方式，欠电压脱扣器和分励脱扣器在低于额定电压的工作电压下进行分闸，同样得不到足够的.操作力，会降低分闸速度和时间，一方面会使线圈的带电时间加长，容易烧毁线圈，另一方面分闸时间越长电流过零时在动静导杆间的介质强度恢复速度越慢，动静导杆间的介质强度恢复速度小于导杆间恢复电压时，会使电弧重燃，动静导杆间温度急聚上升,熔焊动静导杆间触头分闸时间≤30ms为佳。

1.2电压过高对真空断路器的影响

当工作电压超过额定电压110%时，真空断路器的控制线圈会过热，破坏绝缘层，引起热击穿，会使线圈烧毁，还会由于电压过高引起断路器的机械性能发生变化，当电压过高时，断路器的动静导杆间的触头压力加大，触头超行程相应加大，断路器的分闸速度将降低，分闸时间加长同样会使动静导杆间触头发生熔焊。因此必须保证真空断路器控制线圈两端的工作电压处于额定且稳定的工作状

2问题解决途径

可以对真空断路器控制线圈两端电压滤波，用以稳定其两端电压，常用的滤波有电感滤波和电容滤波两种，电感滤波时由于电感的电阻很小，交流电阻很大，故通过电感的直流分量损失会很小，但由于线圈电阻和电感的分压后，交流分量在电感上的比重比较大，因为电感越大，线圈电阻越小则整流滤波效果越好，因此电感滤波适合线圈中电流比较大的场合。电容滤波时通过并联的电容器可以在电压上升时对电容充电储存能量，当电压下降时电容器开始向控制线圈回路放电，使控制线圈两端的电压趋于平稳，电容滤波适用于线圈电流较小的环境。电容滤波整流电路如图3所示，波形图如图4所示。电容滤波特点如下。

1)增加了电容的滤波电路，线圈两端电压直流成分增加了，波动减少，不仅使线圈两端电压升高，还变得更平稳了。根据电容放电时间常数τd=RHC，RHC越大刚电容放电越慢，输出电压的波纹越小，U0越大，为了保证平稳的线圈两端电压，时间常数为τd=RHC≥(3～5)T/2，则输出线圈两端的电压值约为U0≈1.2Ui，为了获得更好的滤波效果，电容的容量通常选用稍大一些。电容滤波后的线圈两端电压当UC=U0时，脉动系数为S=，为了减少电压的脉动，采用的滤波电容容量越大越好。

2)滤波电路中只有当Ui>UC时二极管才能导通，电容放电时间常数越大，则U0的值越大，线圈中的电流越大，同时整流桥中的二极管导通角越小，承受的峰值电流越大，电容在充电过程中二极管承受的冲击电流会影响整流管的使用寿命，因此选择二极管时，应有2~3倍的电流裕量。

3)电容滤波电路外特性如图5所示，当C改变时对线圈两端电压的影响，当RH越小，IH越大，U0下降越快，滤波电路的带载能力越差，因此电容滤波电路适用于电流较小且负载固定的电路中。电容滤波特性如图6所示，脉动系数受C的影响，RH越小IH越大，C越小S越大，因此加大C的容量可以减小S。整流后的波形虽然转换成了比较平滑的直流电压，但由于线圈两端电压的平均值取决于整流前输入电压的有效值，当电网电压变化时，线圈两端的电压平均值随之变化，因此为获得稳定性更好的直流电压，需在线圈控制回路中加入稳压电路，如图7所示。通过稳压电路中稳压二极管的电流调节作用，再通过限流电阻R上的电流和电压变化来补偿，起到稳压的作用。

篇3：高层住宅低压供配电系统设计论文

高层住宅低压供配电系统设计论文

一、高层住宅低压电源配置

1.我国的高层住宅按照用电的负荷

（1）一类高层住宅

包括消防用电负荷、值班照明、应急照明、走廊照明、业务和计算机系统、电子信息设备机房、安防系统、排污泵、生活水泵、航空故障照明、客梯为一级负荷。

（2）二类高层住宅

包括消防用电负荷、走廊照明、安防系统、客梯、生活水泵、应急照明、值班照明为二级负荷。

2.配置原则

在对高程住宅低压电源系统进行设计时，应该注意消防负荷对供电方面的要求，其要求一般会高于非消防供电要求。

（1）非消防一、二级负荷供电要求

1）一级负荷应该由双重电源进行供电，这样可以保证在其中一个电源发生故障的情况下，另一个电源可以进行正常工作，避免同时受到损坏。一级负荷中特别重要的负荷，除了要有双重电源进行供电以外，还应该增加备用的电源。但不能将其他负荷接入到备用的供电系统中，以免在应急的情况下不能正常使用。2）二级负荷的供电电源应该由两个回路进行同时供电，确保电量的充足。

（2）民用建筑的供电要求

当消防用电的负荷等级为一级时，其主电源和备用电源应该独立于专用回路的双电源进行供电；当消防负荷等级为二级时，其主电源和变电系统应该采用双回路的电源进行供电。当需要为消防用电设备提供双重电源的时候，可以将任何一个回路设置为主电源；当出现电源断电的情况时，可以保证另一个电源自动进入供电的状态。高层住宅中的消防配电系统装置应该设置在建筑物的电源线处或者是配变电所处，其应急装置也要和主配电装置进行分开设置。在条件不允许的情况下，不能分开设置。这就需要将其与主电源并列布置，在两者的分界处设置防火隔断，配电装置应根据情况进行明确的标注。

3.干线配置

（1）第一种方案

独立的两路电源和两台变压器进行分列运行，对低压单母线进行分段，设置应急的电源做备用。这种方式可以保证供电的可靠性，适用于高层建筑中，特别是负荷量较大的高层住宅。

（2）第二种方案

采用一路电源和一台变压器，将低压单母线进行分段。设置应急备用电源，此备用电源可以有效的满足消防负荷和非消防负荷的使用。这种方案适用于一般的高层建筑住宅，不适用于超大负荷的住宅。这种方案虽然满足了规范化的要求，但应急电源由于容量较大，其投资也相对较高。

（3）第三种方案

使用一路电源和一台变压器，采用低压单母线分段，并由电源线低压侧引出两回路电源，分别用到不同的低压分母线段中。设自备的应急电源做备用，其电源的容量应该满足消防负荷用电。

（4）第四种方案

采用两路电源和两台变压器，低压设置一般的负荷母线和重要的负荷母线，这两个母线要分开。两路电源为独立电源时，适用于无重要负荷的高层住宅。如果两路电源不是独立电源，则其使用于二类高层住宅。这种方案较简单，负荷的关系也很明确，便于维护和管理。

二、高层住宅的低压供配电系统

1.低压配电系统注意事项

在高层住宅中的低压配电系统设计中，要将照明、电力、消防和防灾用电负荷形成独立的系统。在消防负荷方面，应该在建筑进线处设立单独的配电装置。以便当遇到火灾事故时，消防人员能够快捷的切断消防负荷电源。在供配电设计中，应该对低压配电级数进行控制，其级数最好不要超过三级。在减少配电级数的过程中，不能盲目的认为将部分配电箱的总开关由断路器换成隔离开关，这样不能达到限制级数的效果。在有关建筑工程设计措施中，要对配电级数有明确的定义。配电级数是通过配电装置将一个供电回路分成几个供电回路来进行分配供电，但不能因为其进线开关的改变来决定其配电级数。在配电箱和配电回路的划分过程中，应该根据具体的防火分区、配电的负荷性质和管理维护等多个条件进行综合分析和确定。

2.高层住宅低压配电干线分支方式

常用的低压配电方式主要有三种。

（1）树干式配电

树干式的配电方法主要是将各层的配电箱设置在电气竖井力，这样就可以通过接式封闭母线槽、欲分支电缆或者是电缆穿刺线夹对电进行有效的分支，这种方式适用于楼层较多的.住宅。对于这种负荷量比较大的住宅，一般可以用这种方式减少低压配电屏的数量，并且这种方式在安装维修方面都比较方便。

（2）分区树干式

这种配电方式采用的是每个回路干线对一个供电区域，这种供电方式有一定的可靠性。其中，每个回路干线对应的层数为5～6层。对于高层住宅来说，由于涉及的层数较多，所以其分区的层数可以适当进行调整，但最高层数不要超过10层。

（3）放射式

放射式也是高层住宅低压配电方式的一种，在消防设施和重要用电负荷中适合采用放射式的配电方式，即采用专用的垂直干线回路。回路与备用回路相互独立，不共线、不共管，可以使两个回路在末端配电箱进行自动的切换。

3.高层住宅配电设计

在对高层住宅进行用电负荷计算时，应该根据住宅中每户综合用电的指标作为计算参数。在进行计算时，要综合分析高层住宅所在地的能源组成、气候特点和用电负荷的发展趋势、用电负荷计算容量等问题。高层住宅两室户的综合用电负荷约为3.5～4.5kw，3～4户的用电负荷为4.5～5.5kw。在计算住宅单元配电干线和变电所负荷时，应该乘以相应的系数，如1～10户系数为1～0.8、10～20户系数为0.75～0.85。在计算多个变电所的计算负荷时，应该乘以同期限系数。在进行高层住宅电能计量的过程中，可采用单元总表的计度方式，总表所带的用户应控制在20户以内。在进线计算电流大于30A时，采用三相电源供电，使用三个单相总表，将临近楼层划分在一个总表内。每套住宅都应该安装允许过载大于等于四倍的电能计量装置，并将装置设置在住户门外公共地方或电气竖井中。干线系统应该按照住宅层数、住宅平面组合形式和计费方式，采用不同形式来进行电能计量。住宅中的楼梯、消防设施都应该按照防火规范来设计电源和干线。其中，备用电源或两路干线应该在末级配电箱处自动切换。

三、结语

高层住宅的低压供配电系统作为电气工程系统是一项复杂的工程，随着住宅的增多，住宅的用电量也在不断的增长。尤其是高层住宅中，供配电设计存在着许多的问题。通过对这样问题的分析和总结，针对具体的工程，可以为居民和住宅设计出合理的供配电系统，保证供电的质量。配电系统的设计要遵循“安全第一”的原则，以便为城市的建设提供有利的保障。

篇4：智能型阀门电动执行机构控制器的设计论文

智能型阀门电动执行机构控制器的设计论文

摘要：介绍了一种阀门电动执行机构的智能控制器。该控制器采用MOTOROLA公司的8位微处理器作为控制单元，用电力电子器件作为电机驱动单元，完成了一个集自动控制、手动调节、状态检测等功能于一体的智能系统。该系统适用于各类工业控制阀。

关键词：阀门电动执行机构智能控制器 MC68HC908SR12

0引言

水、汽、油等流体与工业发展有着密切联系，而流体在工业上的应用离不开管网系统，有管网必然有阀门。随着工业自动化的发展，传统的手工机械调节方式在许多场合已不再适用。要实现管网系统的工业自动化管理，更是离不开电动阀门这个管网系统中的执行机构。在某些应用场合，对阀门的控制不仅仅是简单的开关控制，还涉及到开度控制以及流量等各种关系控制，这对阀门电动执行机构控制器的智能性提出了更高的要求。文中应用微处理器设计了一种阀门控制系统实现了阀门执行机构控制的智能化。

1系统工作原理和功能

阀门的控制量为阀门开度，在应用场合往往会根据实际需要将阀门开或关，或者开到一定程度，甚至动态的以某种规律开关。在传统的模拟控制方式中用时间、电流的大小来表示阀门的开启角度。由于影响时间、电流（电压）等参数的因素很多，因此显示的开启角度与阀门的实际位置不易达到同步，经常出现明显的误差［3］。同时，简单的模拟量控制提供的信息极为有限，不利于系统的调试和检修。笔者设计的智能型控制系统采用数字化的方法来控制电动执行机构运行。其智能控制器系统构成如图1所示。

采用MOTOROLA公司单片微处理器和外围芯片组成智能化的位置控制单元，接收统一的标准直流信号（如4～20 mA的电流信号），经信号处理及A/D转换送至微处理器，微处理机将处理后的数据送至显示单元显示调节结果，运算处理后产生的控制信号驱动交流电机。此外，系统带通讯功能，可以接收上位机的指令，进行远程数字控制。同时也可以在智能控制器本地的人机界面上通过菜单和按钮实现现场手动控制。

主要功能描述：

（1）一体化结构设计，直接接收4～20 mA/4～12 mA/12～20 mA/0～5 V/1～5 V等控制信号，输出隔离的4～20mA阀位反馈信号；

（2）具有仿真运行功能，并可根据用户设定的流量特性曲线运行；

（3）控制信号断路故障判断、报警及保护功能。断路故障时可使执行机构或开、或关、或保特、或在0～100%之间预置的任意值；

（4）数字显示，显示控制信号值、阀位值、故障类别；

（5）RS485远程通讯功能，通过通讯协议在上位机进行编程组态，对过程量、开关量作数据或图形处理。

(6)阀门行程自整定，输入输出模拟信号自校准。

2系统硬件组成

智能控制器根据智能化、可靠性高、抗干扰能力强、成本低等原则，控制核心采用8位微处理器MC68HC908SR12（SR12），电机控制的主电路采用电力电子技术实现。SR12具有速度快、功能强和价格低等特点。其最高工作频率可达8 MHz，有512字节的片内RAM、12K字节的片内FLASH存储器，14路10位A/D，及SCI、I2C、SPI等通讯接口［1，4］。

系统应用SR12内部的A/D进行阀门位置信号及输入控制信号的采集，利用PWM输出经过滤波后的位置信号，利用I2C总线与外部存储器AT24C08进行通讯存储设置值，利用SCI接口通过M AX485与上位机进行数据交换，充分利用了该芯片的内部资源，节约了成本。

2.1信号输入部分

利用SR12内部A/D转换，将输入的模拟信号和阀门位置反馈的模拟信号进行量化。采用REF02作为A/D的基准电压，其温度漂移系数为3PPM/℃。

2.2信号输出部分

SR12有3通道8位高速PWM，每个通道有独立的计数器，可选择PWM输入时钟以产生各种PWM 频率，并有自动相位控制。利用其中一路PWM作为模拟量输出信号，其余两路作为电机控制信号。同时选择I/O口PTB6作为继电器开关量输出的控制信号。

2.3输入输出隔离

系统在工业现场使用时，涉及到各种仪表、传感器及执行机构，会由于各种原因引入信号干扰以及各种危险的强电压信号。为了保证系统的`安全，保证检测的正确性和运行的可靠性，采用光耦LOC210对输入输出信号进行隔离，如图2所示。

图2中，左侧有CPU系统的数字地，右侧有外部系统的地。同时，外部系统的电源与内部系统的电源完全隔离。

2.4通讯部分

为了完成工业现场远程控制和组网的需要，系统支持 RS485通讯方式。电平转换芯片采用MAX485。实际工作时，可以与上位机进行远程通讯，进行运行方式设定并监控运行状态。

2.5电机驱动部分

电机的驱动采用电力电子开关双向可控硅BTA16。双向可控硅具有开关速度快、寿命长、无火花和拉弧现象等特点［2］，保证执行机构在高温条件下的长期可靠运行，同时有助于对电机的保护。主电路与CPU之间采用光耦MOC302X驱动，如图3所示，图中ZL为电机负载。

在设计中，MOC3020的二极管前向电流为15 mA,MOC3021和MOC3023分别为8 mA和3 mA，所以可以由MC68HC908SR12的I/O口采用灌电流方式直接驱动。在实际工作时RC吸收回路的实际参数需要根据电机参数（ZL）的不同确定。

需要注意的是，MOC302X的耐压是400 V，如果电机需要工作在380 V下或者电机的反电势比较大时，要选用MOC308X系列。

3软件设计

控制器的软件主要是由主程序、人机界面处理程序及自动调试、故障处理、A /D转换和数据处理、手动操作故障处理等子程序组成。主程序流程如图4所示。

在执行过程中，判断各种故障状态，发现故障，立即报警显示，同时输出一组继电器开关量信号给用户，并切断电机电源。

系统采用4个键复用的方法实现对系统的控制及参数设定。4个键的定义分别为F（Function)、U（Up)、D（Dowm)、S（Shift)。F为功能键，按此键进入设置菜单，多次按F键后可退出菜单。U、D键分别代表增加和减小当前数值或进行参数选择，在手动操作中代表向上或向下指令。S为切换键，可以改变当前输入焦点，配合U、D键，可以很方便的实现任意数字的输入。

在电机控制算法上采用PID调节，避免了超调、振荡的发生，同时可选直接比例控制和比例+步进控制等控制方式，使系统能适用不同类型的电机。

系统的软件设计使得可随时调整阀门两端位置，只要调整好限位开关后作一次自整定（F、S键同时按下10 s）即可，极大地方便了用户。系统还提供RS485通讯协议，用户可以通过上位机编程控制阀门，使阀门联网通讯及计算机控制更加方便。

4结束语

该系统的各个主要功能模块集中在单片微处理器中，降低了系统的成本，提高了可靠性，减小了体积，可直接安装于执行器内部而无需改动原机械机构，这不仅方便了现有执行机构的生产，也有利于原有旧设备的改造。同时，系统的硬件设计充分考虑了工业现场的环境情况，采取了完善的抗干扰措施和故障保护措施，使系统能适用于工业现场的环境。

该系统已实际投产，目前在各种工业环境下运行良好。

参考文献

［1］张友德.M68HC08系列单片机原理与应用［M］.上海：复旦大学出版社，.

［2］王兆安.电力电子技术［M］.北京：机械工业出版社，2001.

［3］张卫华.电动阀门智能测控系统的研制［J］.青岛大学学报，，16（3）：79-82.

篇5：基于单片机的液位模糊控制器设计论文

摘要：液位控制由于其应用极其普遍，种类繁多，其中不乏一些大型的复杂系统，譬如在石油化工等工业生产中。它主要有以下几个特点:

1、时滞性很大。在大型、复杂的液位控制系统中，当改变进出容器的液体流量来控制液位时，控制效果在较长的时间后才能得到体现，这会使得最后的稳态误差较大，液位在期望值附近波动。

2,时变性。液位控制一般是通过控制液体流入量的大小来控制液位的，流出量是根据后续工艺生产的需求而调节，这种需求的数量和速度是在不断变化的。

3,非线性。容器内液体流出量不仅随后续工艺生产需求变化，即使在控制阀门保持不变的情况下，实际的流出量也随着液位高度的变化而发生一种非线性的变化。这几个特点，都严重影响PID控制的效果，当实际生产对控制有较高的性能指标要求时，就需要将智能控制方法引入到液位控制系统中来。

关键词：模糊控制；液位；PID；单片机

1 模糊控制的基本原理

模糊控制属于智能控制的范畴，它是以模糊数学和模糊逻辑为理论基础、模仿人的思维方式而统筹考虑的一种控制方式。它是以模糊集合论、模糊语言变量和模糊逻辑推理为基础的一种计算机数字控制。模糊控制模仿人的思维方式，计算控制量时并不需要参数的精确量，而是以参数的模糊信息为基础，通过模糊推理得到控制量的模糊形式，然后再经过反模糊化处理输出具体的控制量。

模糊控制器的设计的基本原理

1．在采样时刻，采样系统的输出值，然后根据所选择的系统的输入变量来进行计算，得到输入变量的具体值。一般系统通常选择误差及误差的变化情况作为输入变量。

2．将输入变量的精确值变为模糊量。当然，在这之前需要先确定模糊变量的基本论域、模糊子集论域、模糊词集及隶属函数。系统中输入变量的实际变化范围称为变量的基本论域，对于模糊控制输入所要求的.变化范围称为它们的模糊子集论域。模糊子集论域的确定和下一步的模糊推理中需要的模糊值有关。模糊值可用模糊词集来表示，人们对数值的模糊表示一般可用大、中、小加以区别，再加上正负模糊词集就可表示为：

{负大，负中，负小，零，正小，正中，正大}

一般系统的输入变量的模糊子集论域所含的元素个数应为词集总数的两倍以上，这样才能确保模糊词集能较好地覆盖

模糊子集论域，避免出现失控现象。针对上面选用的模糊词集，模糊子集论域可选择为

{-6 ， -5 ，-4，-3，-2，一1,0 , 1,2 ,3 ,4 ,5 ,6 }

对于一个模糊控制系统，它的控制器输入变量的实际范围一般不会正好和模糊子集论域一致，这时就需要进行转化。假如基本论域为[a. b]，模糊子集论域为[m, n]，则将一个精确输入量x转化到模糊子集论域中的变量Y是通过以下公式来实现的。

y=(n-m)*[x-(b-a)/2]/(b-a)

模糊子集论域和模糊词集之间是通过隶属函数来联系的。模糊变量的隶属函数就和普通变量的特征函数一样，但它的取值范围并不是单纯的0或1，而是在[0, 1]之间连续变化。隶属函数的形状常采用梯形、三角形、钟形、高斯形等。在实际应用中，为方便起见，采用三角形的较多。

3．根据上一步得到的输入变量(模糊量)及模糊控制规则，按模糊推理合成规则计算控制量(模糊量)。模糊控制规则是根据操作者的经验或专家的知识，用if， then描述的一组条件语句。

4．控制量的模糊量转化为精确量。上一步虽然通过模糊推理得到了控制量，但它是模糊形式的，而真正的执行机构不能接受模糊量，只能接受精确量，所以必须把控制量由模糊形式转化为精确形式，这一步也叫做解模糊化。

篇6：基于单片机的液位模糊控制器设计论文

2.1模糊控制器的结构设计

模糊控制器的结构设计是指确定模糊控制器的输入变量和输出变量。模糊控制器输入变量的个数称为模糊控制器的维数，目前广泛采用的均为二维模糊控制器.在此我们也选择这一结构形式。我们设计的是液位模糊控制器，就选择液位的

误差和误差的变化作为模糊控制器的输入变量，分别记作E, Ec。模糊控制器的输出应该是用来控制液位的，液位实际上就是受流入量和流出量的影响，而流出量是根据后续工艺不停的变化，是不可控的。所以模糊控制器的输出就只有一个，作为控制流入量执行机构的控制量，记作U。对于模糊控制器的输出，可以有两种形式，一种是绝对的控制量输出，另一种是增量方式输出。在本次设计的模糊控制器中，我们选择了绝对值输出方式。

2.2模糊控制规则的设计

控制规则的设计一般包括三部分内容：选择描述输入输出变量的词集，定义各模糊变量的模糊子集和建立模糊控制器的控制规则。下面就分别来进行说明：

1.选择描述输入、输出变量的词集

对于液位误差、误差变化率及控制量我们选用相同的模糊词集，都用自然语言大、中、小来进行描述，将大、中、小再加上正、负两个方向并考虑变量的零状态，共有七个词汇，即

{负大，负中，负小，零，正小，正中，正大}

为叙述方便，用英文字头缩写表示为

{N B ,N M , N S ,Z E, PS, PM,P B}

其中，N=Negative, P=Positive, B=Big, M=Medium, S=Small, ZE=Zero 。

2.定义各模糊变量的模糊子集

定义一个模糊子集，实际上就是要确定模糊子集隶属函数曲线的形状。对于输入变量误差和误差变化率，我们选用的模糊子集论域和隶属函数曲线都完全一致，所以在此就只针对误差的模糊子集的确定来进行说明。误差的模糊子集论域取[-6,6 ]之间，然后离散化，只取整数，所以它的模糊子集论域可表示为

{-6 ，-5 ，-4，-3，-2，-1,0 ,1 ,2 ,3 ,4 ,5 ,6 }

其中有13个元素，而模糊词集中有7个元素，基本满足了二倍的关系，可以保证不会出现失控现象。为了计算方便，将隶属函数曲线都选为三角形形式，而且根据经验，在靠近0附近，三角形的形状选的窄一些，这样有利于提高灵敏度，抑制超调。在远离0的地方，三角形的形状选的宽一些，因为这时候误差还很大，不会引起超调。至于三角形具体形状及位置的有关参数，是根据经验初步确定的，在控制器调试的时候还需要对这些进行反复的修改。

篇7：低压CPLD EPM7512A的混合电压系统设计论文

低压CPLD EPM7512A的混合电压系统设计论文

摘要：较详细地阐述不同逻辑电平的接口原理。以低压CPLD EPM7512A为例，给出在混合电压系统中的具体设计方案。

关键词：低压CPLD 逻辑电平电源 EMP7512A

引言

随着微电子技术的飞速发展L寤更小、功耗更低、性能更佳的低压芯片不断涌现。I/O电平逻辑向3.3V、2.5V、1.8V，甚至更低的方向发展。但数十年来，由于5V电源的器件一直占据比较重要的市场，在系统设计中它们经常共存在一块电路板中，因此在设计它们的过程中，就不可避免地要碰到不同电压电平的接口问题。

1 EPM7512A简述

EMP7512A是Altera公司推出的MAX7000A 系列的CPLD(Complex Programmable Logic Device)；采用CMOS EEPROM工艺，传输延时仅为3.5ns，可实现频率高达200MHz的计数器；内部具有丰富的资源――512个触发器，1万个用户可编程门；为了比较适合混合电压系统，提供了2.5V、3.3V电压的内核，通过配置，输入引脚可以工作兼容2.5V/3.3V/5V/逻辑电平，输出可以配置为 2.5V/3.3V逻辑电平输出。EPM7512A同时还提供了JTAG接口，可进行ISP编程，极大方便了用户。

2 电源设计

在本系统中，外界提供的电源为±12V和+5V，而EPM7512A的工作电压需接3.3V，所以首先要解决好电源的问题。以下是几种解决方案。

(1)采用低压差线性稳压芯片

线性稳压芯片是一种最简单的电源转换芯片，基本上不需要外围元件。使用方便、成本低、纹波小、无电磁干扰。但是传统的线性稳压器，如78__系列都要求输入电压要比输出电压高2V~3V以上，否则不能正常工作，所以78__系列已经不能够满足3.3V电源设计的要求。面对低电压电源的需求，许多电源芯片公司推出了低压差线性稳压器LDO(Low Dropout Regulator)。这种电源芯片的压差只有1.3V ~ 0.2V，可以实现5V转3.3V/2.5V，3.3V转2.5V/1.8V等要求。

(2)设计开关电源

开关电源也是实现电源转换的一种方法，且效率很高，但设计要比使用线性稳压器复杂得多。不过对于大电流高功率的设计，建议采用开关电源。现在开关电源里面的同步整流技术可以很好地解决低压、大电流的问题。

(3)电阻分压

这种方法简单、成本低，但是分压输出受负载大小影响，不推荐在低压系统中使用。综合对比上面几种方案，选用了TI公司的LDO芯片TPS7333QD，负载能力500mA，符合系统功耗要求。

3 逻辑接口设计

(1)各种电平的转换标准

EMP7512A的供电电压为3.3V，当VCCINT接3.3V时，输入口的'逻辑电平范围为-2V~5.75V。输出口的逻辑电平范围为0V~VCCIO。VCCIO可以接2.5V或者3.3V。在进行CPLD系统设计时，除了CPLD本身外，还有很多外围的模块和芯片，比如Flash、D/A、A/D等。这些可归成两类――驱动CPLD的5V电平和被CPLD驱动的5V电平芯片。因此就存在一个如何将低压CPLD与这些芯片或模块可靠接口的问题。表1所列为5V CMOS、5V TTL和3.3V电平的转换标准。其中，VOH表示输出高电平的最低电压，VIH表示输入高电平的最低电压，VIL表示输入低电平的最高电压，VOL表示输出低电平的最高电压。从表1中可以看出，5V TTL和3.3V的转换标准是一样的，而5V CMOS的转换标准是不同的。因此，在将3.3V系统与5V系统接口时，必须考虑到两者的不同。

表1 5V CMOS/TTL、3.3V TTL逻辑电平标准

比较项目 VOL VOH VIL VIH VCC GND 5V CMOS 0.5 4.44 1.5 3.5 5 0 5V TTL 0.4 2.4 0.8 2 5 0 3.3V TTL 0.4 2.4 0.8 2 3.3 0

(2)逻辑电平不同时接口出现的问题

在混合电压系统中，不同电源电压的逻辑器件互相接口存在以下几个问题。

① 加到输入和输出引脚上允许的最大电压限制问题。器件对加到输入或者输出脚上的电压通常是有限制的。这些引脚由二极管或者分离元件接到Vcc。如果接入的电压过高，则电流将会通过二极管或者分离元件流向电源。例如在3.3V器件的输入端加上5V的信号，则5V电源会向3.3V电源充电。持续的电流将会损坏二极管和其它电路元件。

② 两个电源间电流的互串问题。在等待或者掉电方式时，3.3V电源降落到0V，大电流将流通到地。这使得总线上的高电压被下拉到地，引起数据丢失和元件损坏。必须注意的是：不管在3.3V的工作状态还是在0V的等待状态，都不允许电流流向Vcc。

③ 接口输入转换门限问题。用5V的器件驱动3.3V的器件有很多不同的情况，同样TTL和CMOS间的转换电平也存在着不同情况。驱动器必须满足接收器的输入转换电平，并且要有足够的容限以保证不损坏电路元件。

(3)EPM7512A与5V电平接口的4种情形

在该系统中，有下面4种不同的情况需考虑。(配置脚VCCINT、VCCIO均须接3.3V，把EPM7512A配置成 3.3V TTL器件。)

① 5V TTL器件驱动EPM7512A(直接相连)。由于5V TTL和3.3V的电平转换标准是一样的，5V TTL器件输出的典型值为3.6V，因此，如果3.3V器件能够承受5V的电压，则从电平上来说是完全可以直接相连的。EPM7512A能承受5V TTL电平驱动。

② EPM7512A驱动5V TTL器件(直接相连)。由于 3.3V器件的VOH和VOL电平分别是2.4V和0.4V，5V TTL器件的VIH 和VIL 电平分别是2V和0.8V；而EPM512A 实际上能输出3V摆幅的电压，显然5V TTL器件能够正确识别EMP7512A的输入电平。

③ 5V CMOS器件驱动EPM7512A(直接相连)。分析5V CMOS的VOH 和VOL以及3.3V的VIH 和VIL 的转换电平可以看出，虽然两者存在一定的差别，但是能够承受5V电压的3.3V器件能够正确识别5V器件送来的电平值。所以能够承受5V电压的3.3V 器件的输入端可以直接与5V器件的输出端接口。EPM7512A有5V容限，故能直接与5V器件的输出端接口。

④ EPM7512A驱动5V CMOS(不能直接相连)。3.3V与5V CMOS的电平转换标准是不一样的。从表1中可以看出，3.3V输出的高电压的最低电压值VOH = 2.4V(输出的最高电压可以达到3.3V)，而5V CMOS器件要求的高电平最低电压VIH = 3.5V，因此EMP7512A的输出不能直接与5V CMOS器件的输入相连接。为此必须做些处理。最通用的方法就是，使用电平接口转换芯片实现3.3V与5V电平的相互转换。可以采用双电压(一边是3.3V，另一边是5V)供电的双向驱动器来实现电平转换。如TI的SN74ALVC164245、SN74ALVC4245等芯片，可以较好地解决3.3V与5V电平的转换问题。对于5 V TTL 或者5 V CMOS器件，如果驱动3.3V(但无5V容限)的器件，就不能直接连接，而也可通过SN74ALVC16245来实现5V到3.3V的转换。对于EPM7512A驱动5V

CMOS的情况还有个比较好的方法是，使输出口OC(集电极开路)输出，外面接一个电阻上拉到5V，这样就可以驱动5V CMOS器件了，只是逻辑反向了而已。

4 总结

混合逻辑系统会在一个比较长的时间内存在。它的设计比较复杂，必须仔细分析其中的逻辑接口问题，否则容易使芯片烧毁或者逻辑失真。笔者在应用EEM7512A的过程中总结了这几种方法，对设计混合逻辑系统具有普遍意义。

篇8：中小型水电站发电机保护断路器设计选型的思考论文

摘要：通常，人们习惯地对单机容量100MVA及以下的发电机组称为中小型发电机。鉴于我国能源综合利用开发的基本国策，自西部大开发以来，特别在西南地区，中小型水力发电机组建设拔地而起，产业结构也已具备了一定的规模，随着市场经济的发展，对于中小型水力发电机保护断路器的设计选型，改变以往使用通用型断路器为发电机型断路器的传统，已是大势所趋。

关键词：断路器水电站发电机

1 发电机型断路器与通用型断路器的技术性能比较

发电机型断路器与通用型断路器在机械特性、绝缘特性和电气特性的表述方式上基本相同。

如对短路开断电流均以交流分量有效值和直流分量百分数(DC%)表示；绝缘性能均以工频和雷电冲击耐压水平考核；机械特性考核项目等也基本相同。

发电机型断路器与通用型断路器的不同之处，是前者对某些技术性能的技术参数要求要苛刻得多。因为发电机的电感值较系统相对要大，作为保护断路器在瞬间所承受的直流分量和衰减时间常数均大得多。GB/T14824-1993中规定：在断路器分闸时间加0.01s时，直流分量(DC%)约为68%，衰减时间常数为60ms，显然较通用型断路器的直流分量DC%≤20%和衰减时间常数45ms要大；同时，额定短路关合电流也不相同，发电机型断路器因为直流分量较大，额定短路关合电流(峰值)为额定短路电流的2.74倍，而通用型断路器此值仅为2.5倍；在表述方式上，发电机型断路器的铭牌除标有额定短路电流值外，同时还注明有直流分量(DC%)值，而通用型断路器则仅标有额定短路电流值。

通过比较可以看出，发电机型断路器较通用型断路器开断、关合条件均要苛刻，型式试验的考核也相对严格得多。

2 发电机型断路器的主要型式试验考核内容

依据当前国际通用的ANSI/IEEEC37-013以对称电流为基础的交流高压发电机断路器标准规定，对发电型断路器型式试验考核内容主要是：系统源短路的开断与关合、发电机源短路开断和失步开断与关合。其它的型式试验考核与通用型断路器内容基本相同。

(1)系统源短路的开断与关合试验。发电机型断路器是在非自动重合闸操作顺序下进行。直流分量分DC%<20%及dc%>20%两种条件；瞬态恢复电压(峰值)为1.7倍发电机最高工作电压；瞬态恢复电压的上升率为3.5kV/μs；关合试验按2.74倍额定短路电流(峰值)合并进行的。国外西屋和西门子公司在进行此项试验时，直流分量(DC%)均按75%额定短路电流考核。

通用型断路器一般都是在自动重合闸操作顺序下进行的。直流分量(DC%)<20%；瞬态恢复电压(峰值)为1.71倍额定工作电压；瞬态恢复电压上升率为0.34kV/μs；关合试验是按2.5倍额定短路电流(峰值)与对称开断试验合并进行。当断路器的分闸时间≥60ms时，则不必进行非对称开断试验。

上述两种类型断路器的试验考核，均相当于三相试验时首开相或者单相试验时的条件。相比之下，即便是开断电流的数值相同，而发电机型断路器则是在高直流分量和瞬态恢复电压下进行开断，开断条件较通用型断路器苛刻得多。

(2)发电机源短路的开断试验。

发电机源短路的开断试验条件则更为苛刻，该试验具有更高的直流分量。按照ANSI/IEEEC37-013标准规定：此值为DC%=130%。对于这一试验考核，通用型断路器则是无法胜任的。

(3)失步开断与关合试验。

发电机型断路器失步开断与关合试验是在合、分条件下进行的。外施电压和首相开断工频恢复电压为1.22倍发电机最高电压；开断电流为50%的交流分量有效值；直流分量(DC%)分<20%和≥50%两种条件；瞬态恢复电压峰值为2.5倍发电机最高电压；瞬态恢复电压上升率为3.3kV/μs；关合试验按2.5倍对称开断电流交流分量值(峰值)与开断试验合并进行；国外西屋公司在进行此项试验时的直流分量(DC%)为80%；西门子公司为120%。

通用型断路器的合、分失步开断与关合试验，外施电压和首相开断工频恢复电压为1.44倍系统最高电压；开断电流为25%的交流分量有效值；直流分量(DC%)<20%；瞬态恢复电压峰值为2.55倍额定工作电压；瞬态恢复电压上升率为0.26kV/μs；而对关合电流不作规定。

我国国家标准GB1984规定：失步开断仅适用于联络断路器，对于通用型断路器在10kV系统应用时，则不必进行失步开断与关合此项试验。该标准已被修订，目前正在待批。相对比较，发电机型断路器对失步开断与关合试验不仅要做，而且直流分量和瞬态恢复电压值要大得多，这是通用型断路器不可能替代的。

3 发电机型断路器开发研究过程

在发电机型断路器未进行开发研究之前，由于没有专门的发电机保护断路器，设计选型只能是选择额定电流大、短路开断电流大和直流分量大的断路器用于发电机回路作为保护设备。

篇9：中小型水电站发电机保护断路器设计选型的思考论文

(1)重视中小容量水力发电机保护断路器的设计应用。发电机保护断路器根据电站接入系统方式、在电力系统中的作用、可靠性数值计算等，选型作为发电机保护回路主要保护电气设备，所以，正确设计选择发电机保护断路器直接关系着水电站后期的电气设备合理投资、运行维护简单方便、保证水电站长周期安全经济运行，事关重大，故而应予以认真对待。

(2)避免发电机保护断路器设计选型的误区。早期在发电机型断路器标准未实施之前，因为没有专门的发电机保护断路器产品，人们对于发电机断路器设计选型，只是考虑额定电流、短路开断电流和直流分量较大，就可以应用于发电机回路。我国过去常用于中小容量水电站的发电机保护断路器主要是少油SN3-10型和SN4-10型，这些产品的结构比较简单、技术落后、额定参数低、运行极不可靠、满足不了当前发展中的中小型水力发电站的技术要求，逐步将被新型真空断路器所取代。设计选型发电机保护断路器时，除应满足额定电流、短路开断电流和直流分量的同时，必须充分考虑回路的时间常数，瞬态恢复电压、失步开断电流和关合电流等其它参数，避免忽视这一因素的'误区，择优选择符合发电机断路器标准的产品。

(3)关于真空断路器的截流过电压保护。真空断路器以良好的开断性能应用于发电机保护断路器极为普遍。由于真空优越的灭弧特性，往往在开断过程中发生截流现象，因为截流引起的操作过电压，则与断路器的结构和系统配置有关，而且具有一定的随机性。国内外许多真空灭弧室制造商，对于真空灭弧室限制截流值的技术措施进行了一系列研究，并且取得了一定的效果，西屋公司和西门子公司已确认该公司的真空断路器截流值已降低至3A～5A。尽管如此，局限于产品制造的工艺水平和质量保障体系的随机性，相对于价格昂贵的水轮发电机而言，在发电机保护断路器回路，仍应加装过电压保护装置。

(4)精心设计，合理配置、确保发电机保护断路器可靠运行。发电机是水力发电站的主机，而作为保护主机的断路器则是保证发电机安全可靠运行的基础，为重中之重。

熟悉掌握发电机保护断路器各种技术参数和功能，对于能够量化的技术参数，如额定工作电流、短路开断电流、直流分量(DC%)、最大关合电流等，设计中必须进行认真准确地计算；对于随机性的一些技术参数，如瞬态恢复电压峰值、上升率、时间常数、截流值等，尽可能地进行各种条件下的计算分析比较。根据已具备的设计数据，合理选择断路器的技术参数配置，确保发电机保护断路器长周期的可靠、安全、经济运行水平。

5 结束语

影响断路器开断能力的因素，除了电流大小和直流分量之外，恢复电压峰值和上升率也是相当重要的。而对于发电机或者变压器在保护断路器开断过程中恢复电压峰值和上升率随其容量的变化，至今仍难作出定量的规定。在中小型水力发电站设计中，当前仍应根据已经执行国家标准规定的相关技术参数，合理配置发电机保护断路器，应该是科学的、规范的、有益的最佳选择。

篇10：多时延网络化系统中保性能控制器设计论文

多时延网络化系统中保性能控制器设计论文

论文关键词:网络化系统控制保性能状态反馈

论文摘要:针对大规模、实时性要求较高的集散工业控制环境,建立了闭环控制回路用网络来实现的网络化系统.针对网络化系统,提出了一种多时延系统模型.考虑到模型的不确定因素,推出了无记忆状态反馈、鲁棒保性能控制器的存在条件.给出了如何利用MATLAB软件进行控制器设计并给出性能优化的方法.仿真结果表明,该控制器有很好的鲁棒性,对所有允许的网络不确定延迟和模型不确定性,具有良好的性能指标,可以用于分散环境下的大型工业控制系统.

网络化系统作为一门交叉学科,既涵盖控制又关联网络.因此在系统设计时,应该综合考虑控制和网络的因素.网络的引入将给系统带来延迟,同时,系统的模型会具有不确定性因素.依照这个宗旨,本文针对带有不确定性模型结构的网络化控制系统,建立了多延迟系统模型,证明了其无记忆状态反馈保性能控制器(guaranteed cost control)存在且使系统稳定的充分条件,并给出了该控制器设计和性能优化的方法.仿真结果表明,对带有不确定性模型结构的网络化控制系统,该控制器具有很好的鲁棒性.

1 多延迟模型的建立

本文所研究的网络化控制系统如图1所示,其中,传感器为时间驱动,且采样周期定常,设为h.控制器和执行器均为事件驱动.系统中,用s和a分别表示信号从传感器到控制器、控制器到执行器之间的网络传输延迟,并且假设控制对象(plant)的全部状态采样值用一个包传输.

假设系统中延迟s和a是定常的,并且小于两个采样周期.因为系统中延迟和周期采样的影响,系统模型将被转换为

由于环境的复杂、器件的老化和非线性等因素,在实际的网络化系统建摸中,系统具有不确定性.因此,本文将考虑具有不确定性因素的网络化系统模型

模型(2)中,假定控制向量为范数有界,且具有以下形式:

式中:D,Ej为反映不确定结构的常数矩阵;而F为满足条件FtF≤I的未知不确定矩阵,其元素Lebesgue可测且有界.系统的性能指标定义为

本文研究的问题是对具有模型(2)的网络化控制系统,设计一个无记忆状态反馈控制器

c(k) =Kx(k), (5)

使得对所有允许的不确定性,该网络化控制系统是渐进稳定的,且性能指标值满足J≤J*,其中J*是某个确定的常数.通常称具有这样性质的控制器(式(5))是不确定网络化控制系统(式(2))和性能指标(式(4))的保性能控制.

2 保性能控制设计和优化

文献[1~4]中,采用增广状态法,建立起了滞离散网络化控制系统的无时滞的离散模型,然后应用一般的线性二次型规则设计的方法,给出了一种状态反馈控制律.这种方法使系统状态维数增加并给计算带来了一定的困难.同时,将使设计出的的控制器不仅依赖当前的状态,而且还依赖以前的状态.因此,本文针对模型不确定网络化控制系统(式(2)),设计一无记忆状态反馈保性能控制器.在以下主要结论的导出中,要用到文献[3]中的`一个引理.引理1[3] 给定适当维数的矩阵X,D和E,其中X是对称的,则X+DFE+ETFTDT<0.对所有满足ftf≤i的矩阵f成立,当且仅当存在一个常数ε>0时,使得

定理1 对于系统(2)和性能指标(4),若存在矩阵K,对称正定矩阵P,S和T,使得对所有允许的不确定性,矩阵不等式

证明若存在对称正定矩阵P,S,T和矩阵K,使得对所有允许的不确定性,矩阵不等式(6)成立.系统(2)中,取控制律c(k)=Kx(k),则导出闭环系统为

x(k+1) =Acx(k)+B1Kx(k-1)+B2Kx(k-2). (7)

选取一个李雅普诺夫函数

则V(k)是正定的,沿闭环系统(7)的任意轨线,V(k)的前向差分是

若条件式(6)成立,则对所有允许的不确定性,有根据李雅普诺夫稳定性理论,网络化控制系统(7)是渐进稳定的.进而由不等式(9)可得式(10)两边对k从0到∞求和,并利用系统的稳定性可得Kx(k)是系统的一个保性能控制律.定理得证.下面以LMI的形式给出该保性能控制器构造的方法.矩阵不等式(6)可以写成

式中ω4=-P+KTSK+KTTK+Q+KTRK,根据矩阵的Schur补性质,代入Ac,B1和B2的表达式,再利用引理1可得三角阵

再利用MATLAB的LMI工具箱,可解出具有最优性能的无记忆鲁棒状态反馈控制器.

3 仿真结果

考虑如下控制系统:

不失一般性,不妨假设传感器采样周期h为10 ms,时延s和a均为8 ms.Q=diag{1,1},R=0.3,D=[0.1 0.1]T,E=0.1,E0=0.1,E1=0.1,E2=0.2,根据前面的讨论,通过MATLAB的LMI工具箱可以构造出的最优性能鲁棒控制器为

c(k) = [0.112 1-0.126 1]x(k).

闭环系统性能指标的最优上界为112.254 1.仿真结果表明,该无记忆状态反馈保性能控制律,对允许的网络延迟和模型不确定性,确实具有良好的性能.

参考文献

[1] Zhen Wei, Xie Jianying. Online-evaluation control fornetworked control systems[C]∥IEEE Conference onDecision and Control. Las Vegar: IEEE ControlPress, : 1 649-1 650.

[2] Lian Feng-Li, Jame M. Optimal controller design andevaluation for networked control systems with distrib-uted constant delays[C]∥Proceedings of AmericanControl Conference. Anchorage: IEEE ControlPress, 2002: 3 009-3 014.

[3] Li Yu, Gao Furong. Optimal guaranteed cost controlof discrete-time uncertain systems with both state andinput delays[J]. Journal of the Franklin Institute,, 338(1): 101-110.

[4] Park Chang-Woo. LMI-based robust stability analysisfor fuzzy feedback linearization regulators with its ap-plications[J]. Information Science, , 152: 287-301.

篇11：空间微重力模拟育种平台系统的控制器设计论文

空间微重力模拟育种平台系统的控制器设计论文

0 引言

近年来，随着航天技术的发展，空间农业已成为农业的一个新趋势。为了实现在地面利用微重力环境(而不是利用微重力效应)进行植物育种试验，弥补回转器作为微重力效应模拟器时所模拟的效果精确度不高、系统稳定性不好等不足之处，研制出更接近太空环境的控制精度高、稳定性好的地面微重力模拟育种平台是非常必要的。这对于耗资巨大、环境条件不好控制的空间育种系统无疑是一个最经济、最有效的手段，可以大大节约成本，提高经济效益。在地面进行微重力模拟育种实验的平台主要由机械和控制两大部分组成。在实际工作中，系统的机械部分实现预定轨迹运动的精度和稳定性与系统所应用的控制方法和控制器的性能密切相关。传统的PID 控制算法是基于对象数学模型的控制算法，尤其适用于可建立精确数学模型的确定性控制系统。但是，实际应用中由于系统参数的变化以及系统存在摩擦力等因素的影响，导致本文所研究的地面模拟空间微重力环境育种系统具有强耦合、强非线性等特点;再加上由于系统本身所具有的机械惯性，使得单独用PID 控制器来调整参数的实验结果不理想。因此，本文提出结合RBF 神经网络的在线学习能力进行PID 参数调整，以此来实现恒张力控制目标，模拟出空间微重力环境，在地面进行微重力育种实验的方法。

1 空间微重力环境地面模拟育种系统的分析

1. 1 地面模拟微重力环境育种装置的选择

太空环境就是微重力环境( 微重力的解释是重力或其它的外力引起的加速度不超过10e - 5 ～ 10e -4ge)。由于空间科学实验投资巨大，技术要求非常高，实验机会有限，使太空农业的发展受到制约。到目前为止，国内的模拟微重力装置多为水平二维回转器，回转器作为微重力效应模拟器时需要注意的问题是:除了在实验过程中要使离心力尽可能地降低之外，还要考虑光( 生物体除了向重性外还有趋光性)、剪切力和粒子碰撞等其他刺激因素的影响。严格地说，回转器实验其只是以一定的旋转速度&“迷惑&”细胞对重力方向的感知，不能完全等同于空间微重力环境下的实验，其模拟的只是微重力的效应，并不能模拟微重力的环境。所以，模拟的效果存在精确度不高、系统稳定性不好等缺点。据了解，黑龙江八一农垦大学农学院在进行太空育种实验时是通过搭载卫星来进行的，每搭载1g 种子就要花费1 800 元，价格非常昂贵，而且实验的机会也非常有限。

1 空间微重力环境地面模拟育种系统的分析

1. 1 地面模拟微重力环境育种装置的选择

因此，为了实现在地面上模拟空间微重力环境进行育种实验的条件，通过比对几种常用的地面模拟微重力系统的优缺点，最终选用气浮法进行模拟实验，其优点是建造周期短、成本低、精度高，易于实现及维护。通过设计平面止推轴承的大小，能够实现高达几吨的模拟目标实验，且实验时间不受限制;另外，还可以通过更换接口部件实现重复利用，可靠性、鲁棒性本系统采用&“并联&”的思想，利用半主动式控制方式的优势，将低摩擦气缸和电机滚珠丝杠并联，由被动法(低摩擦气缸)补偿模拟目标大部分重力，同时采用可控的驱动设备( 电机滚珠丝杠机构) 补偿剩余的重力和干扰力。根据恒张力控制目标，在系统的并联机构中，一方面采用直流电机直接控制滚珠丝杠系统的结构，克服了齿轮在运行中所带来的齿隙和摩擦等问题;另一方面在气缸和上模块( 育种平台) 之间加一个压力传感器，将压力传感器所测得的输出偏差值输入到RBF - PID 控制器中，可直接控制直流电机的力矩输出，大大提高系统的控制精度。

2 基于径向基( RBF) 神经网络PID 控制器的参数整定

2. 1 模拟系统RBF - PID 控制器结构

传统的PID 控制器的传递函数中主要有3 个参数，即kp、ki和kd。其中，kp是对系统的响应速度和控制精度进行比例增益的环节，其变化对系统响应的速度和控制精度有直接的影响，其值越大越好，但不能超过一定的范围;ki是决定着系统稳态精度的积分增益环节，其值的变化与系统消除静态误差所需的时间成反比关系;kd是调节系统动态特性( 包括系统的调节时间和系统的抗干扰性等特性) 的微分增益环节，对于系统动态特性的改善有着显著的作用。其传递函数的形式为G(s) = Kp + Ki /s + Kd s其中，PID 控制器设计的关键在于增益的正确选择。所以，从根本上来说，传统的PID 控制器所整定的参数并不是最优的。因此，本文采用的基于RBF 神经网络PID 控制于地面模拟微重力育种系统中，在常规PID 控制的基础上，结合RBF 神经网络对PID 增益进行实时调整，来实现对PID 参数的自动调整。首先，确定RBF 神经网络的输入层结构( 输入节点数目n、隐层数目p、隐节点中心矢量cj 、基宽参数bj及权系数ωj的初值等参数)。然后，采样得到y( k)、r( k) 并计算出PID 控制器的输入变量，初始化PID 控制器的参数和RBF 神经网络的权值;再根据公式计算出RBF 神经网络的输出和系统的实际输出，同时送到RBF 神经网络进行辨识。最后，计算得到PID 控制器的输出u( k) ，一方面将u(k)传递给被控对象进行实时在线的控制后得到系统的实际输出yout;另一方面再将u ( k) 传入到RBF 网络中产生控制对象的输出信息并进行Jacobian的下一步辨识，以此往复循环的方式进行在线学习控制，直到得出最优的系统参数指标。其中，RBF 神经网络在线整定PID 控制系统的结构框图。

该控制器主要由3 个部分组成:传统的PID 控制器部分采用的是对被控的地面微重力模拟过程直接进行闭环控制的'方式，然后在线整定kp、ki和kd这3 个参数;RBF 神经网络的辨识部分是用来在线建立地面微重力模拟育种系统中垂直地面部分气缸的模型，达到方便、快速观测Jacobian 信息的目的;而系统结构中的被控对象部分是为了调整其自身的权系数值，在PID 控制器已经整定完的3 个参数基础之上，再利用RBF 神经网络提供的Jacobian 信息实现对PID 控制器参数的进一步在线调整。其中，被控对象的输出即为PID 控制器的3 个参数，从而达到系统参数的最优指标的目的。

2. 2 PID 参数的自整定原则

PID 控制器的3 个输入分别为x(1) = e(k)x(2) = e(k) - e(k - 1)x(3) = e(k) - 2e(k - 1) + e(k - 2)对于PID 控制器，采用增量式算法，则系统的控制误差e 为e(k) = r(k) - y(k)采用梯度下降法计算控制算法的输出为u(k) = u(k - 1) + Δu(k)Δu(k) = kp[e(k) - e(k - 1)]+ kie(k) +kd[e(k) - 2e(k - 1) + e(k - 2)]使误差性能函数值最小的RBF 神经网络PID 参数的整定指标为E(k) = 12e(k)2对kp、ki、kd也采用梯度下降法进行调整得Δ kp = - ηp礒 kp= ηpe(K) 祔Δux(1)Δ ki = - ηi礒 ki= ηie(K) 祔Δux (2)Δ kd = - ηd礒 kd= ηde(K) 祔Δux(3)其中，ηp、ηi、ηd分别为权矢量Δ kp、Δ ki、Δ kd的学习速率，输出的权值采用梯度下降法; 祔Δu代表对象的输出对控制输入的灵敏度，是被控对象Jacobian 的信息。若RBF 神经网络在线学习得到中心隐层节点数为p 个，则祔(k)Δu(k) ≈ yp(k)Δu(k) =Σpj = 1ωj hjcji - Δu(k)b2j其中，cji为隐含层的中心; hj为隐层函数的输出。Jacobian 的信息可通过RBF 神经网络的辨识得到。

3 MatLab 中仿真实现

3. 1 参数设置

为了验证本文所采用的RBF - PID 控制算法在系统实现垂直方向上重力补偿的有效性，利用MatLab 软件中Simulink 模块对系统进行仿真研究。RBF 神经网络的结构为3 - 6 - 1，微重力模拟育种系统的RBF神经网络的3 个输入变量分别为直流控制电机中的电流的变化量Δu(k) 、压力传感器上一时刻的输出偏差量yout( k - 1) 及压力传感器在本时刻的输出偏差量yout(k)。其中，RBF 的隐层结构采用RPCCL 算法学习获得。学习速率ηo = 0 . 31 ，惯性系数αo = 0 . 06、βo = 0. 034。RBF - PID 控制器的参数为:RBF 神经网络权值取[- 1，1]范围内的随机数，采样时间为2s;PID 的3 个参数的初始值kp = 3、ki = 6、kd = 0，其的学习速率初始化后分别为:ηp = 0. 8、ηi = 1. 6、ηd = 1. 2。

3. 2 仿真结果与分析

依照上述PID 参数自整定和RBF 神经网络在线学习能力的规则和思想，进行了以下仿真研究。RBF 神经网络PID 控制在阶跃响应整个过程中权矢量Δ kp、Δ ki、Δkd的自适应调整曲线。

在系统随着气缸上下运动达到在三维空间中模拟微重力育种效果时，PID 的3 个参数可以快速得到调整使系统趋于稳定。为了实现系统的恒张力控制目标，在用RBF -PID 控制器控制电机的力矩输出时，压力传感器的响应输出结果。

系统的动态响应能力比较快，稳定性能比较好。这主要是由于RBF 神经网络对于系统中所存在的气缸的摩擦力、参数随系统的运行所产生的变化等一些不确定性因素能够快速、准确地进行学习整定，并且能够及时调整PID 控制器的参数，以适应系统的变化。

本文所研究的三维空间微重力模拟系统中，压力传感器的控制精度和响应速度是系统的重要指标。RBF - PID 控制器可使压力传感器的输出始终保持在± 1N 的波动范围内，即使系统在受到外界突然扰动时，也能在较短时间内进行调整，从而实现了使压力传感器的输出始终等于模拟目标的重力这一恒张力控制策略，达到了模拟三维微重力空间环境的控制目标。以上仿真研究结果表明:文中所使用的RBF 神经网络PID 控制算法对在地面上模拟微重力育种环境所要实现的系统垂直方向上重力补偿的实验效果是有效的。由此说明:该控制器具有稳态精度高、鲁棒性较强及具有良好的自适应性和良好的动态响应性能等特点。

4 结论

针对目前广泛使用的回转器模拟微重力效果不好、精度不高的情况，考虑到气浮法的诸多优点，使其应用于三维空间运动的微重力模拟，用以解决二维旋转装置微重力效果不佳的问题，并提出了基于气浮法的微重力模拟育种平台系统。针对此复杂的、非线性系统，利用RBF 网络作为辨识器，采用梯度下降算法对PID 参数进行在线调整，实现系统在垂直地面方向上的重力补偿。同时，通过MatLab / Simulink 模块的仿真结果可以得知:本文所采用的RBF 神经网络自适应PID 在实现Z 向完全重力补偿的控制时是一种强抗干扰的控制器，在PID 参数的调整过程中可使得压力传感器输出始终保持在261. 1 ～ 262N 之间，系统具有较高的控制品质，适用于实时在线控制非线性系统。

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